基于STM32与ACS758的直流电流表设计：从硬件电路到软件滤波全解析-育师

简介：这是一套面向嵌入式初学者与硬件工程师的电流测量系统完整开发资料，基于STM32F103C8T6主控与ACS758霍尔效应电流传感器，实现高精度直流电流采集与4位8段数码管实时显示，适用于电源监控、电池管理系统及教学实验等场景。资源包共184个文件，含Altium Designer设计的原理图（.SchDoc）与PCB（.PcbDoc）工程文件、Keil MDK软件工程（含.uvproj、.axf、.hex等）、C语言源码（30个.c/.h文件，覆盖ADC采样、滑动平均滤波、数码管动态扫描驱动及ACS758校准逻辑），以及编译中间文件与配置脚本，总大小18.28MB。已有475人学习下载，资料结构清晰，代码注释完整，主程序采用10点滑动平均提升稳定性，并集成SysTick定时器与LED状态指示，可直接编译烧录运行，亦支持在AD与Keil环境中二次修改与扩展。

1. 项目缘起：从需求到方案的思考过程

最近在做一个需要精确监测直流电流的小项目，手头正好有几片经典的“蓝桥杯”神器——STM32F103C8T6核心板，以及从旧设备上拆下来的ACS758电流传感器。目标很明确：做一个能实时显示电流值、成本低廉、自己动手就能搞定的4位数码管电流表。这个想法听起来简单，但真动手做，从传感器选型、信号调理、单片机编程到PCB设计，每一步都有不少细节需要琢磨。网上资料虽然多，但往往比较零散，要么只讲原理图，要么只给代码，很难找到一个从硬件到软件、从原理到布线的完整参考。所以，我决定把这个自制的电流表项目从头到尾梳理一遍，把STM32F103C8T6如何驱动ACS758、如何进行ADC采样与数据处理、如何设计稳定的硬件电路以及如何编写清晰的上位机程序这些关键环节都讲清楚，最后把完整的ALTIUM设计文件和源码打包分享出来，希望能给有类似需求的朋友提供一个可以直接“抄作业”的完整方案。

2. 核心器件选型与电路设计逻辑

2.1 为什么是STM32F103C8T6和ACS758-050B？

选择STM32F103C8T6几乎是嵌入式入门玩家的本能反应。这颗Cortex-M3内核的MCU，主频72MHz，拥有64KB Flash和20KB RAM，对于处理电流采样、数码管动态扫描这种任务绰绰有余。更重要的是，它内置了12位ADC，采样速率最高可达1MHz，并且有DMA控制器，这对于需要连续、快速采样的电流测量场景非常关键。其丰富的GPIO也方便直接驱动数码管段选和位选，无需额外的锁存器芯片，简化了电路设计。市面上核心板泛滥，价格低廉，生态成熟，这些都是它成为首选的理由。

电流传感器的选择则更有讲究。ACS758系列是Allegro公司生产的基于霍尔效应的线性电流传感器，它通过检测导体电流产生的磁场来输出一个与电流成比例的电压信号。我选择的是ACS758-050B，其量程为±50A，灵敏度为40mV/A。这意味着，当流过传感器的电流为0A时，输出一个固定的偏置电压（通常是供电电压VCC的一半，即2.5V当VCC=5V时）；电流每变化1A，输出电压就变化40mV。这种“偏置+比例”的输出方式，非常适合单片机的ADC进行采集。相比于分流电阻+运放放大的方案，ACS758实现了电流路径与测量电路的电气隔离，安全性更高，且几乎不引入额外的功率损耗，测量大电流时优势明显。

2.2 硬件原理图深度解析

整个系统的硬件核心围绕信号链展开：电流路径 -> ACS758 -> 信号调理 -> STM32 ADC -> 数据处理 -> 数码管显示。下面拆解几个关键部分。

2.2.1 传感器接口与滤波电路

ACS758有三个关键引脚：VCC（供电）、VOUT（输出）、GND。其典型应用电路非常简单。在我的设计中，VCC接5V，GND接系统地。VOUT输出信号不能直接送入STM32，原因有二：第一，STM32的ADC参考电压通常是3.3V，而ACS758在5V供电下，VOUT的摆幅理论上是0.5V到4.5V（对应-50A到+50A），会超出ADC量程；第二，传感器输出可能存在高频噪声。

因此，必须设计信号调理电路。我采用了一个双运放电路（如LM358）来实现电平平移和低通滤波。

电压跟随器（第一级）：ACS758的VOUT先接入一个电压跟随器。运放的同相输入端接VOUT，反相输入端与输出短接。这利用了运放高输入阻抗、低输出阻抗的特性，起到隔离和缓冲作用，避免后级电路影响传感器输出。
反相求和放大器（第二级）：这是实现电平平移的核心。运放的反相输入端通过电阻R1接第一级的输出（即传感器信号），同时通过另一个电阻R2接一个精准的2.5V参考电压（可由基准电压芯片如TL431产生）。运放的输出V_out = - (Rf/R1)*V_sensor - (Rf/R2)*V_ref。通过精心计算R1、R2和Rf的阻值，我们可以将传感器0A时对应的2.5V偏置电压“平移”到STM32 ADC量程的中间点附近（例如1.65V），同时将±50A对应的信号幅度等比例缩小到0V-3.3V范围内。例如，设计目标是将±50A映射到0.3V-3.0V（留出一定余量）。计算过程如下：
- 传感器灵敏度：40mV/A， ±50A对应输出电压变化为 ±2V。即V_sensor = 2.5V ± 2V。
- 目标电压：V_target = 1.65V ± 1.35V。
- 我们需要一个增益 G = (1.35V) / (2V) = 0.675，同时叠加一个偏移量。
- 设 R1 = R2 = 10kΩ，求解 Rf。根据公式，对于信号部分：增益 = -Rf/R1 = -0.675，所以 Rf ≈ 6.75kΩ（取标称值6.8kΩ）。
- 对于偏置部分：当V_sensor=2.5V时，我们希望V_out=1.65V。代入公式：1.65V = - (6.8k/10k)2.5V - (6.8k/10k)V_ref。可解得所需V_ref ≈ -1.65V。但我们的参考电压是+2.5V。这里就体现出“反相”求和的特点，它天然引入了负号。因此，我们需要将+2.5V参考电压接入，经过运放反相后，在输出端贡献一个负电压分量，从而将传感器输出的正偏置电压拉低。实际计算时，需将V_ref=+2.5V代入，看输出是否满足要求。经过核算，当R1=R2=10k， Rf=6.8k， V_sensor=2.5V， V_ref=+2.5V时，V_out = -0.682.5 - 0.682.5 = -3.4V，这显然不对。这说明我的设计目标需要调整，或者需要采用同相求和电路。一个更简单的方案是：直接使用电阻分压网络。
注意：上述反相求和电路的分析揭示了模拟电路设计中的常见陷阱——理想与实际的偏差。对于快速原型验证，一个更稳健且简单的方案是：使用一个精密电阻分压网络，将ACS758的0-5V输出直接分压到0-3.3V。例如，使用一个2.2kΩ和3.3kΩ的电阻串联，从5V分得约3V，虽然损失了一些分辨率，但电路极其简单可靠。在我的最终设计中，为了追求更好的线性度和精度，我采用了由运放构成的差分放大器电路，具体分析如下。

2.2.2 差分放大器方案详解

差分放大器能更好地处理ACS758这种以VCC/2为共模电压的信号。电路如下图所示（此处用文字描述）：

使用一个四运放（如LM324）中的一个运放。
传感器输出V_sensor接至运放同相输入端，通过电阻Rg连接到地。
一个精准的2.5V参考电压V_ref接至运放反相输入端，也通过一个相同的电阻Rg连接到地。
运放输出端与反相输入端之间连接反馈电阻Rf。
输出公式为：V_out = V_ref + (Rf/Rg) * (V_sensor - V_ref)。

这个公式非常直观：输出电压是在参考电压V_ref的基础上，加上传感器电压与参考电压之差乘以增益。如果我们设定V_ref = 1.65V（ADC量程中点），并选择合适的Rf和Rg，使得当V_sensor在2.5V±2V范围内变化时，V_out在0.3V到3.0V之间变化。计算增益G = (3.0-0.3)/(4.5-0.5) = 2.7/4 = 0.675。因此，Rf/Rg = 0.675。取Rg=10kΩ，则Rf=6.75kΩ，取标称值6.8kΩ。这样，当V_sensor=2.5V时，V_out=1.65V；V_sensor=4.5V（+50A）时，V_out=1.65+0.675*(2)=3.0V；V_sensor=0.5V（-50A）时，V_out=1.65+0.675*(-2)=0.3V。完美匹配。

2.2.3 电源与数码管驱动电路

STM32F103C8T6需要3.3V供电。我从5V主电源通过一颗AMS1117-3.3稳压芯片获得。AMS1117前后需要加入10μF和0.1μF的电容进行滤波，这是标准做法。

4位8段数码管采用共阳型。段选信号（a, b, c, d, e, f, g, dp）通过8个220Ω的限流电阻连接到STM32的GPIO口。位选信号（控制哪一位数码管亮）则通过STM32的另外4个GPIO口控制，每个位选口连接一个NPN三极管（如S8050）的基极，三极管的集电极接数码管的公共阳极，发射极接地。当STM32给位选GPIO输出高电平时，三极管导通，对应数码管的公共阳极接地（共阳数码管阳极实际上是接电源，这里是通过三极管拉到地，形成回路），该位数码管才能被点亮。这种动态扫描方式可以大大节省GPIO和功耗。

2.3 ALTIUM PCB布局布线要点

原理图设计只是第一步，PCB布局布线才是决定产品稳定性的关键。在ALTIUM Designer中，我遵循了以下原则：

电源路径优先：电流的输入输出路径（特别是通过ACS758的铜箔）要尽可能短、宽。我使用了50mil（约1.27mm）甚至更宽的走线来承载可能的大电流，以减少压降和发热。
模拟与数字区域隔离：将ACS758、运放电路、基准电压源及其相关的阻容元件集中放置在板子的一个区域，视为“模拟地”。将STM32、数码管、数码管驱动三极管及其限流电阻放置在另一个区域，视为“数字地”。在电源入口处，通过一个0欧姆电阻或磁珠将模拟地和数字地单点连接。
退耦电容就近放置：在AMS1117的输入输出脚、STM32的每个电源引脚（VDD、VDDA）附近，都放置了0.1μF的陶瓷电容，并且电容的接地端通过过孔直接连接到最近的地平面，形成最短的回流路径。
信号走线：从运放输出到STM32 ADC输入引脚的走线，尽量短，并避免与数字信号线（特别是数码管扫描线）平行走线，防止串扰。如果无法避免，中间用地线隔离。
过孔与铺铜：在板子的顶层和底层都进行了接地铺铜，并通过大量过孔将两层地平面连接在一起，形成一个完整的地屏蔽层，有助于抑制噪声。

3. 软件架构与关键代码实现

3.1 ADC采样与数据处理流程

STM32的ADC配置为12位分辨率，右对齐。由于我们只测量一路电流信号，采用单次转换模式即可，但为了得到更稳定的值，通常采用软件触发连续转换，并配合DMA将转换结果存入数组，再对数组进行软件滤波。

// ADC & DMA 初始化概要 void ADC1_Init(void) { // 1. 使能时钟 RCC_APB2PeriphClockCmd(RCC_APB2Periph_ADC1, ENABLE); RCC_AHBPeriphClockCmd(RCC_AHBPeriph_DMA1, ENABLE); // 2. 配置ADC引脚为模拟输入 GPIO_InitStructure.GPIO_Pin = GPIO_Pin_0; // 假设用PA0 GPIO_InitStructure.GPIO_Mode = GPIO_Mode_AIN; // 3. 配置ADC参数 ADC_InitStructure.ADC_Mode = ADC_Mode_Independent; ADC_InitStructure.ADC_ScanConvMode = DISABLE; // 单通道 ADC_InitStructure.ADC_ContinuousConvMode = ENABLE; // 连续转换 ADC_InitStructure.ADC_ExternalTrigConv = ADC_ExternalTrigConv_None; // 软件触发 ADC_InitStructure.ADC_DataAlign = ADC_DataAlign_Right; ADC_InitStructure.ADC_NbrOfChannel = 1; // 4. 配置ADC通道和采样时间 ADC_RegularChannelConfig(ADC1, ADC_Channel_0, 1, ADC_SampleTime_239Cycles5); // 较长采样时间利于稳定 // 5. 配置DMA DMA_InitStructure.DMA_PeripheralBaseAddr = (uint32_t)&(ADC1->DR); DMA_InitStructure.DMA_MemoryBaseAddr = (uint32_t)ADC_ConvertedValue; // 用户定义的数组 DMA_InitStructure.DMA_DIR = DMA_DIR_PeripheralSRC; DMA_InitStructure.DMA_BufferSize = N; // 缓存大小，例如128 DMA_InitStructure.DMA_PeripheralInc = DMA_PeripheralInc_Disable; DMA_InitStructure.DMA_MemoryInc = DMA_MemoryInc_Enable; DMA_InitStructure.DMA_PeripheralDataSize = DMA_PeripheralDataSize_HalfWord; DMA_InitStructure.DMA_MemoryDataSize = DMA_MemoryDataSize_HalfWord; DMA_InitStructure.DMA_Mode = DMA_Mode_Circular; // 循环模式 // 6. 使能DMA，使能ADC，开始转换 DMA_Cmd(DMA1_Channel1, ENABLE); ADC_DMACmd(ADC1, ENABLE); ADC_Cmd(ADC1, ENABLE); ADC_ResetCalibration(ADC1); while(ADC_GetResetCalibrationStatus(ADC1)); ADC_StartCalibration(ADC1); while(ADC_GetCalibrationStatus(ADC1)); ADC_SoftwareStartConvCmd(ADC1, ENABLE); // 开始转换 }

DMA会不断将ADC转换结果填入数组ADC_ConvertedValue[N]。在主循环中，我们可以定期（比如每100ms）对这个数组进行去极值平均滤波：去掉最大值和最小值，然后求剩余数据的平均值。

float Get_Filtered_ADC_Voltage(void) { uint32_t sum = 0; uint16_t min = 0xFFFF, max = 0; uint8_t i, valid_count = 0; // 找出最大值和最小值，并求和 for(i = 0; i < N; i++) { uint16_t val = ADC_ConvertedValue[i]; if(val < min) min = val; if(val > max) max = val; sum += val; } // 减去最大值和最小值 sum = sum - min - max; valid_count = N - 2; // 计算平均值并转换为电压 (Vref = 3.3V) float avg_adc = (float)sum / valid_count; float voltage = avg_adc * 3.3f / 4095.0f; // 12位ADC，满量程4095 return voltage; }

3.2 电压到电流的换算与校准

得到电压值V_adc后，需要根据硬件调理电路的反函数换算回电流值。根据我们之前设计的差分放大器公式：V_adc = V_ref + G * (V_sensor - V_ref)，其中V_ref=1.65V，G=0.675。

可以反解出传感器原始电压：V_sensor = V_ref + (V_adc - V_ref) / G。

然后，根据ACS758的传递函数：I = (V_sensor - V_0A) / Sensitivity。其中，V_0A是零电流时的输出电压，理想为2.5V（5V供电时），Sensitivity为40mV/A。

因此，电流计算公式为：I = ( V_ref + (V_adc - V_ref)/G - V_0A ) / Sensitivity

将具体数值代入：I = ( 1.65 + (V_adc - 1.65)/0.675 - 2.5 ) / 0.04

然而，理想很丰满，现实很骨感。电阻有公差，运放有失调电压，基准电压也不绝对精准，ACS758的零点和灵敏度也有偏差。因此，必须进行两点校准：

零点校准：在输入电流为0A时，测量并记录此时的ADC输出电压值V_zero。这个值对应的物理电流应该是0A。
满量程校准：施加一个已知的、精确的电流I_cal（例如，用电子负载和万用表产生一个10.00A的电流），测量并记录此时的ADC输出电压值V_cal。

那么，对于任意测量电压V_adc，其对应的电流I可以用线性插值公式计算：I = (V_adc - V_zero) * (I_cal / (V_cal - V_zero))

这个公式实际上就是确定了一条直线的斜率和截距，斜率K = I_cal / (V_cal - V_zero)，截距对应的电流就是0A（当V_adc = V_zero时）。在程序中，我们只需要在初始化时计算好这个斜率K，之后每次测量都执行：I_measured = (V_adc - V_zero) * K。这种方法比依赖理论参数要准确得多。

3.3 数码管动态扫描与显示驱动

4位数码管动态扫描的原理是，在极短的时间内（通常每位数码管点亮1-5ms），依次点亮每一位数码管，利用人眼的视觉暂留效应，看起来就像是4位数码管同时显示不同的数字。

// 定义段选码（共阳数码管，0点亮） const uint8_t SEG_CODE[10] = {0xC0, 0xF9, 0xA4, 0xB0, 0x99, 0x92, 0x82, 0xF8, 0x80, 0x90}; // 0-9 // 位选控制引脚 #define DIG1_GPIO_Pin GPIO_Pin_8 #define DIG2_GPIO_Pin GPIO_Pin_9 #define DIG3_GPIO_Pin GPIO_Pin_10 #define DIG4_GPIO_Pin GPIO_Pin_11 void Display_Current(float current) { // 1. 电流值处理：保留两位小数，放大100倍转为整数 int32_t display_num = (int32_t)(current * 100.0f + 0.5f); // 四舍五入 if(display_num < 0) { display_num = -display_num; // 处理负号显示，这里简单起见，只显示绝对值，实际可让第一位显示“-” } // 防止超范围显示 if(display_num > 9999) display_num = 9999; // 2. 拆解各位数字 uint8_t digits[4]; digits[0] = display_num / 1000; // 十位安培 digits[1] = (display_num % 1000) / 100; // 个位安培 digits[2] = (display_num % 100) / 10; // 十分位安培 digits[3] = display_num % 10; // 百分位安培 // 3. 动态扫描显示（需在定时器中断中周期性调用） static uint8_t digit_index = 0; // 先关闭所有位选（共阳数码管，位选引脚输出低电平关闭） GPIO_ResetBits(GPIOB, DIG1_GPIO_Pin | DIG2_GPIO_Pin | DIG3_GPIO_Pin | DIG4_GPIO_Pin); // 发送段码 GPIO_Write(GPIOA, SEG_CODE[digits[digit_index]]); // 如果需要显示小数点（例如在第二位后显示），可以单独处理段码 if(digit_index == 1) { // 假设在第二位（个位）后显示小数点 GPIO_Write(GPIOA, SEG_CODE[digits[digit_index]] & 0x7F); // 段码最高位是dp，清零即点亮 } // 打开当前位选（共阳数码管，位选引脚输出高电平，三极管导通，阳极接地，点亮） switch(digit_index) { case 0: GPIO_SetBits(GPIOB, DIG1_GPIO_Pin); break; case 1: GPIO_SetBits(GPIOB, DIG2_GPIO_Pin); break; case 2: GPIO_SetBits(GPIOB, DIG3_GPIO_Pin); break; case 3: GPIO_SetBits(GPIOB, DIG4_GPIO_Pin); break; } digit_index = (digit_index + 1) % 4; }

注意：动态扫描函数Display_Current中的第三步（动态扫描部分）必须放在一个定时器中断服务函数中，例如配置一个1ms的定时器中断，每次中断更新一位数码管。这样就能保证扫描频率稳定在250Hz（4位*1ms），显示无闪烁。绝对不要把动态扫描放在主循环的while(1)里，因为主循环的执行时间不确定，会导致扫描频率不稳定，显示闪烁或亮度不均。

4. 实测调试与精度优化经验

硬件焊接好，程序烧录进去，只是万里长征第一步。真正的功夫都在调试上。

4.1 上电第一步：电源与基准检查

不要急着接电流。先用万用表测量：

5V输入：是否稳定在5V左右？AMS1117-3.3的输出是否为稳定的3.3V？
基准电压：为运放提供的2.5V（或1.65V）参考电压是否精准？我用的是TL431，实测电压为2.495V，在可接受范围内。
ACS758静态输出：在不接电流的情况下，测量ACS758的VOUT引脚电压。理论上应为VCC/2=2.5V。我实测是2.48V，这个偏差就是传感器的零点误差，需要在软件校准中消除。
运放输出：在零电流输入时，测量运放输出端电压。根据设计，它应该是1.65V。我实测是1.63V。这个偏差来自运放的失调电压和电阻精度。

4.2 ADC采样值跳动与滤波策略

即使输入短路，STM32读取的ADC值也可能在几个LSB之间跳动。这是正常的噪声。为了评估噪声水平，我让程序连续采样1000次，计算最大值、最小值和标准差。发现跳动范围大约在±5个LSB内（对应电压约±4mV）。这对于测量几十安培的电流来说，影响很小，但为了显示稳定，滤波是必须的。

我尝试了多种滤波算法：

简单移动平均：窗口大小设为16或32，效果尚可，但有滞后。
中值滤波：对去除突发性尖峰干扰很有效，但计算量稍大。
一阶低通滤波（软件RC滤波）：filtered_val = alpha * new_val + (1-alpha) * filtered_val。这种方法响应速度和平滑度可以很方便地通过参数alpha调整，非常适合实时系统。我最终选择了去极值平均滤波（如前文代码所示）结合一阶低通滤波。先去极值平均得到一个相对稳定的值，再对这个值进行一阶低通滤波，这样既能抑制随机噪声，又能保证响应速度，显示值非常稳定。

4.3 校准实战：如何获得准确的已知电流

校准是整个系统精度的基石。你需要一个可靠的电流源和一块精度更高的电流表（如四位半万用表）。

零点校准：确保被测回路完全断开，或者使用一个精密的0.1Ω/1W电阻作为负载，确保其上电流为0。记录下此时的V_zero。
满量程点校准：找一个可调电子负载或大功率可调电阻作为负载，串联进电路。使用高精度万用表（电流档）监测回路电流。缓慢调整负载，使万用表显示一个整数值，例如10.00A。等待读数稳定后，记录下此时的V_cal。

踩坑记录：第一次校准时，我直接用了一个开关电源给负载供电，发现电流读数漂移严重。后来发现是开关电源的噪声太大，耦合到了测量回路。解决办法是：在电源输出端并联一个大容量电解电容（如1000μF）和一个小容量陶瓷电容（0.1μF）组合，同时在ACS758的电源引脚附近也增加同样的去耦电容，噪声立即显著降低。模拟电路的电源干净与否，直接决定ADC采样的质量。

4.4 PCB布局不当导致的测量误差

第一版PCB打样回来后，发现当数码管全部点亮显示“8888”时，电流读数会有几个毫安的变化。这是典型的数字噪声干扰模拟电路。问题出在布局上：数码管的位选驱动三极管和限流电阻离运放电路和ADC走线太近，动态扫描时快速变化的电流在地线上产生了噪声电压。

在第二版设计中，我严格进行了区域划分：

将数码管及其驱动电路全部放在板子的最右侧。
将STM32、晶振、复位电路放在板子中部。
将ACS758、运放、基准电压源及其阻容元件放在板子最左侧，并用一个“模拟地”岛包围起来。
电源从左侧进入，先经过滤波电容，再分别给模拟部分和数字部分供电。
模拟地和数字地在电源输入电容的接地端单点连接。

改版后，显示跳动的问题完全消失。这个小教训让我深刻体会到，对于混合信号电路，物理布局上的隔离比任何软件滤波都更根本、更有效。

5. 项目总结与扩展思考

这个基于STM32F103C8T6和ACS758的电流表，从构思到最终稳定运行，花费了不少时间，但收获更大。它不仅仅是一个测量工具，更是一个涵盖了模拟电路设计、单片机应用、PCB布局和嵌入式软件开发的综合练习项目。

回顾整个过程，有几个点我认为特别值得分享：

传感器接口电路是灵魂：ACS758的输出是模拟小信号，如何无失真地将其适配到STM32的ADC量程，是影响精度的最关键一环。差分放大器方案是一个优雅的解决方案，但务必计算清楚增益和偏置，并预留调整电阻的位置。
校准是精度保障：不要过分依赖数据手册的理论值。两点校准法（零点+满量程点）能有效地补偿传感器误差、运放失调、电阻公差等系统误差，是提升测量精度的必由之路。
电源与地是根基：噪声大多从电源和地线引入。充分的退耦电容、合理的铺铜、模拟数字地的分割与单点连接，这些老生常谈的规则，必须在PCB设计时严格执行。
动态扫描的定时器驱动：数码管动态扫描必须由定时器中断驱动，这是保证显示稳定无闪烁的铁律。主循环只负责准备要显示的数据。

这个项目还有很大的扩展空间。例如，可以增加按键切换显示单位（A/mA）、设置报警阈值、通过串口将数据发送到上位机进行记录和分析，甚至接入OLED屏幕显示更丰富的波形信息。硬件上也可以升级使用STM32的片内温度传感器进行温度补偿，或者使用更高分辨率的ADC外设（如ADS1115）来提升小电流测量的分辨率。

最后，我将这个项目的完整资源，包括ALTIUM Designer格式的原理图、PCB文件，以及Keil MDK下的完整工程源码，整理成了一个压缩包。希望这份详实的记录和完整的工程文件，能帮助你在动手制作自己的电流监测设备时少走弯路。嵌入式开发就是这样，理论联系实际，不断调试优化，最终看到稳定的电流数值在数码管上清晰显示的那一刻，所有的折腾都值了。

本文还有配套的精品资源，点击获取