STM32三相SPWM波输出：从定时器配置到死区调试的全流程指南-育师

简介：基于STM32的三相SPWM波输出压缩包，面向电机控制与逆变器方向的嵌入式开发者，重点解决用STM32高级定时器生成相位差120度的三相正弦脉宽调制波。工程覆盖PWM模式配置、预分频、比较寄存器占空比、死区插入，用三角载波与正弦表比较产生互补输出，同时给出三相平衡调整、调制指数优化、中断连续更新等处理方法，适合有STM32基础、想深入电机驱动的工程师。包内共174个文件，以C源文件、H头文件为主，另有uvproj工程文件、hex烧录文件、map映射文件、axf调试文件及编译中间结果，压缩包约2.81MB，目前已有564人学习下载。通过阅读源码和对比示波器波形，可掌握从定时器初始化到三相SPWM输出的完整链路，并将载波生成、死区控制、换相逻辑迁移到电机驱动或逆变器项目中。

1. 三相SPWM输出到底在解决什么问题

三相逆变器第一次上电，最常见的坑不是炸管，而是三个桥臂的PWM看着都不太对，放到电机上却嗡嗡尖叫、电流波形畸变。根子往往不在功率级，而在STM32输出的三路SPWM：相位彼此差了多少、死区够不够、每个载波周期有没有按正弦规律更新。基于STM32的三相SPWM波输出，就是要把三路载波同步的PWM，按正弦函数调制成互差120°的占空比序列，再通过半桥逆变得到三相对称电压。这个调制层做好了，后续接电流环、速度环、编码器对位都不会被波形拖后腿。适合正在做变频器、UPS、伺服驱动或电机调速开发的工程师，也适合用标准库或HAL库把毕设基础打牢的在校读者。

2. 调制机理与定时器选型：为什么是STM32的TIM1/TIM8

2.1 三角载波与正弦调制波的数学关系

SPWM的本质是用“占空比按正弦变化”的方波去逼近正弦电压。把定时器的计数周期看作三角载波，正弦调制波与三角波比较得到输出翻转点，换算到每个开关周期内的平均电压就是：

D(t) = (1 + M·sin(ωt)) / 2

满占空比时输出接近母线电压的一半，M是调制比（0到1之间），ωt是当前正弦角度。由于PWM频率远高于输出正弦频率，电感的伏秒积分会把高频分量滤掉，桥臂中点电压的基波正比于D(t)，谐波则集中在载波频率的整数倍附近。

注意这个公式是单相的表达。做三相SPWM，只需要把同一个公式套到三个相位上：A相用ωt，B相用ωt - 2π/3，C相用ωt + 2π/3。三路PWM的载波必须同频同相，这样三相线电压里才能抵消掉共模的载波分量。这也是为什么三个通道要用同一个定时器、同一个计数器，而不是随便开三个软定时器去拼。

2.2 为什么高级定时器TIM1/TIM8比通用定时器更适合

STM32F103里能直接用于三相半桥的定时器只有TIM1和TIM8，它们在引脚上引出CH1~CH3和互补输出CH1N~CH3N，还内置死区发生器和刹车输入。通用定时器TIM2/3/4/5虽然也有PWM模式，但要得到六路带死区的互补波，得自己搭延迟电路或用外部逻辑门，时序一致性很难保证。特点对比如表：

特性	TIM1 / TIM8	TIM2/3/4/5
三路独立CCR输出	有	有
互补输出 CHx/CHxN	有	无
可编程死区（DTG）	有	无
主输出使能 MOE	有	无
刹车输入	有，可做硬件过流封波	无
更新事件挂DMA	有	有

工程上做三相逆变桥，只需要TIM1的CH1~CH3分别驱动A/B/C相的上桥臂，CH1N~CH3N驱动对应的下桥臂，死区由硬件在翻转沿自动插入。如果只是做三路独立的SPWM信号不带互补，TIM1同样能胜任。一个误区是以为三路PWM来自三个不同通道就能直接输出给全桥，实际上六个MOS管需要的是互补波，通道数不够时肯定要外扩，选型时建议一步到位选带CHxN的芯片。

2.3 最小可运行的TIM1初始化

用HAL库配置时核心是：中心对齐模式、PWM模式1、使能三个通道输出。以下按20kHz载波、72MHz定时器时钟计算配置，ARR等于1800。

TIM_MasterConfigTypeDef sMasterConfig = {0}; TIM_OC_InitTypeDef sConfigOC = {0}; TIM_BreakDeadTimeConfigTypeDef sBreakDeadTimeConfig = {0}; htim1.Instance = TIM1; htim1.Init.Prescaler = 0; htim1.Init.CounterMode = TIM_COUNTERMODE_CENTERALIGNED1; htim1.Init.Period = 1800 - 1; htim1.Init.ClockDivision = TIM_CLOCKDIVISION_DIV1; htim1.Init.RepetitionCounter = 1; HAL_TIM_PWM_Init(&htim1); sConfigOC.OCMode = TIM_OCMODE_PWM1; sConfigOC.Pulse = 900; sConfigOC.OCPolarity = TIM_OCPOLARITY_HIGH; sConfigOC.OCNPolarity = TIM_OCNPOLARITY_HIGH; sConfigOC.OCFastMode = TIM_OCFAST_DISABLE; sConfigOC.OCIdleState = TIM_OCIDLESTATE_RESET; sConfigOC.OCNIdleState = TIM_OCNIDLESTATE_RESET; HAL_TIM_PWM_ConfigChannel(&htim1, &sConfigOC, TIM_CHANNEL_1); HAL_TIM_PWM_ConfigChannel(&htim1, &sConfigOC, TIM_CHANNEL_2); HAL_TIM_PWM_ConfigChannel(&htim1, &sConfigOC, TIM_CHANNEL_3);

关键参数解释：

Prescaler为0，让TIM1直接工作在72MHz，CCR写入精度约13.9ns。
Period=1800-1，中心对齐模式下PWM频率 = 72MHz / (2 × 1800) = 20kHz。
RepetitionCounter=1，让更新事件在每个载波周期只发生一次，避免上下两个计数方向各触发一次。
Pulse=900是占空比50%的中点，运行后会被正弦表覆盖。
OCIdleState/OCNIdleState用于空闲态电平，如果这里配反，会出现停机时桥臂直通，上电前先确认。

GPIO要复用为TIM1：PA8/PA9/PA10对应CH1/CH2/CH3，PB13/PB14/PB15对应CH1N/CH2N/CH3N。接着配置死区和刹车，在主输出使能前所有输出都是关闭的，这能避免上电瞬间桥臂直通：

sBreakDeadTimeConfig.OffStateRunMode = TIM_OSSR_DISABLE; sBreakDeadTimeConfig.OffStateIDLEMode = TIM_OSSI_DISABLE; sBreakDeadTimeConfig.LockLevel = TIM_LOCKLEVEL_OFF; sBreakDeadTimeConfig.DeadTime = 72; /* 72MHz下对应1μs */ sBreakDeadTimeConfig.BreakState = TIM_BREAK_DISABLE; sBreakDeadTimeConfig.BreakPolarity = TIM_BREAKPOLARITY_HIGH; sBreakDeadTimeConfig.AutomaticOutput = TIM_AUTOMATICOUTPUT_DISABLE; HAL_TIMEx_ConfigBreakDeadTime(&htim1, &sBreakDeadTimeConfig); HAL_TIM_PWM_Start(&htim1, TIM_CHANNEL_1); HAL_TIM_PWM_Start(&htim1, TIM_CHANNEL_2); HAL_TIM_PWM_Start(&htim1, TIM_CHANNEL_3); __HAL_TIM_MOE_ENABLE(&htim1);

DeadTime字段不是“微秒”也不是“纳秒”，它是BDTR寄存器里DTG[7:0]的原始值。72MHz下写成72，得到1μs死区；如果定时器时钟改成其他频率，这个数字必须重新算。BreakState先关闭，调试正常后再把它接到硬件过流信号上，配合MOE做快速封波，比软件中断封波快一个数量级。

3. 三相SPWM生成的三块积木：正弦表、查表索引与更新触发

3.1 正弦表怎么建：提前算好，绝不在中断里算三角函数

SPWM的常见实现是查表法：把正弦函数的一个完整周期量化成固定个数的点，存进ROM，每个载波周期按索引取出对应的CCR值。查表相比在中断里实时调用sinf()，速度快、执行时间确定，对72MHz的STM32F103来说能省出大量CPU。表长取2的幂，后续用位与代替取模，能让中断延迟更稳定。

表长选择参考：载波20kHz、工频50Hz时，每个工频周期正好有400个载波周期，所以512点足够；如果载波只有10kHz，256点就够。点数再往上加，谐波失真改善有限，但Flash占用翻倍。

#define TAB_LEN 512 static uint16_t sin3_table[TAB_LEN][3]; void build_sin3_table(uint16_t arr) { for (uint32_t i = 0; i < TAB_LEN; i++) { double w = 2.0 * 3.14159265358979 * i / TAB_LEN; float d_a = 0.5f + 0.45f * sinf((float)w); float d_b = 0.5f + 0.45f * sinf((float)(w - 2.0 * 3.14159265358979 / 3.0)); float d_c = 0.5f + 0.45f * sinf((float)(w + 2.0 * 3.14159265358979 / 3.0)); sin3_table[i][0] = (uint16_t)(d_a * (float)(arr - 1)); sin3_table[i][1] = (uint16_t)(d_b * (float)(arr - 1)); sin3_table[i][2] = (uint16_t)(d_c * (float)(arr - 1)); } }

这段代码做了什么：w是当前查表相位，d_a/d_b/d_c是三相调制波在一个点上的占空比。d的取值在0.05到0.95之间摆动，等效调制比0.9，不会出现100%占空比。乘(arr-1)把占空比换算成CCR比较值，范围0~1799。如果把0.45改成0.5，调制比到1，但满载时上下桥臂的最小导通时间趋近于零，IGBT/MOS管的驱动芯片可能来不及完全关断，建议保留余量。工程机上如果不想在启动时调sinf，可以直接把这个表预生成成const数组烧进Flash，连建表时间都省掉。

3.2 查表索引：一个载波周期走一步

系统上电后，每次更新事件把索引pos加1，再从表中取三列值写到CH1~CH3的CCR。输出正弦频率由索引步进决定：

f_sin = f_carrier × step / TAB_LEN

step=1、f_carrier=20kHz、TAB_LEN=512时，输出约39.06Hz，离常见的50Hz差一些。想精确到50Hz，可以改用DDS累加器：用一个32位相位累加器，每次更新加上一个步长，取高9位做表索引，步长为0x10000 × f_sin / f_carrier × TAB_LEN。这样频率调节精度比整数索引好得多，而且频率变化时不会相位跳变。

3.3 更新触发：用TIM1更新中断把三路CCR一次刷掉

最小可跑版本用更新中断，在中断里更新三个比较寄存器。20kHz的更新频率在72MHz主频下完全能承受，中断里只有三次写寄存器，实测占用CPU在5%以内。

static uint32_t pos = 0; void TIM1_UP_IRQHandler(void) { if (__HAL_TIM_GET_FLAG(&htim1, TIM_FLAG_UPDATE)) { __HAL_TIM_CLEAR_FLAG(&htim1, TIM_FLAG_UPDATE); uint32_t idx = (pos++) & (TAB_LEN - 1); htim1.Instance->CCR1 = sin3_table[idx][0]; htim1.Instance->CCR2 = sin3_table[idx][1]; htim1.Instance->CCR3 = sin3_table[idx][2]; } }

这里直接写寄存器而不是调用HAL_TIM_SET_COMPARE，能省掉函数进入退出的开销。TAB_LEN是2的幂，所以用与运算取模；如果表长改成非2的幂，必须改成取余运算，否则索引越界会读到垃圾数据。pos是无符号32位，跑几天也不会溢出导致驱动卡死。中断里如果需要调压，可以在更新事件之外动态改0.45这个系数，但要注意不要让d_a超出0.5±0.5的边界，否则会出现削顶。

3.4 进阶：把更新频率完全交给DMA

如果载波频率提到50kHz以上，或者主循环里要跑浮点运算，可以把三路CCR的更新交给DMA。做法是预先建立三个长度等于TAB_LEN的DMA缓冲，分别对应CH1~CH3，用TIM1的更新事件触发DMA搬运。HAL里启动的是HAL_TIM_PWM_Start_DMA，每次更新事件自动搬运一个word到CCR，搬运完一轮后可用循环模式自动回卷。相比中断版本，CPU完全不进ISR，波形不会和主循环抖动。

它的坑也在这：三个通道要同时更新，但三条DMA流各自搬运，如果其中一路被更高优先级的DMA抢占，那一周期里三个CCR的刷新时刻就不一致，相电压会出现一个载波周期的毛刺。稳健做法是把三个CCR值连续放在一个结构体里，用DMA的burst模式一次搬三个word，或者保留一条低优先级的TIM更新中断做三路值的一致性校验。先跑通中断版，再优化到DMA，是效率最高的路径。

4. 载波频率、死区与调制比：三相SPWM的三个必调参数

4.1 载波频率：先解决噪音和损耗的矛盾

载波频率直接决定三点：输出纹波大小、开关损耗、是否落在人耳可听区。电机驱动常用16kHz以上避开听觉敏感区，但功率管开关损耗线性上升；工业大功率变频器载波反而会降到2~4kHz，靠输出电抗器弥补谐波。参考选型：

应用场景	载波频率	主要考虑
小功率BLDC/交流伺服	20kHz~50kHz	低噪音、滤波体积小
中大功率变频器	4kHz~10kHz	温升与IGBT损耗平衡
大功率整流/逆变电源	2kHz~8kHz	散热、开关损耗
车载或精密电源	20kHz~100kHz	磁件体积、响应速度

同一个定时器配置，改变载波就是改Period。以TIM1时钟72MHz为例，中心对齐模式下载波20kHz对应ARR=1800，10kHz对应3600，调高到50kHz则是720。注意同时检查Period和实际应用的死区是否匹配；载波越高，死区占一个周期比例越大，输出基波损失也越明显。

4.2 死区时间：DTG不是微秒，是寄存器值

死区是给功率管上下桥臂换流留出的不导通时间，防止高侧还没完全关断低侧就导通。最小死区等于驱动芯片关断延迟减开启延迟，再加安全余量。IGBT一般取1~3μs，MOSFET几百纳秒。上文配置里DeadTime=72，在72MHz下等于72个tDTS，即1μs，这只适用于DTG值小于128的情况。

ST的BDTR寄存器对DTG[7:0]做了分段编码，不是线性的。DTG在0~127时，死区等于DTG × tDTS；DTG[7:5]为10x时，死区等于(64 + DTG[4:0]) × 2 × tDTS；DTG[7:5]为11x时按8或16倍增。工程上常犯的错是看到数据手册写“最大死区”，直接把App里应填的秒数当DTG用，导致死区比预期大几倍。设完死区后用示波器量一下实际宽度，比对着寄存器算可靠。死区过大的直接后果是输出电压基波下降，相电流畸变率升高，电机在低速轻载时容易振动。

4.3 调制比与查表点数：为什么不是越高越好

调制比M就是查表代码里乘的那个0.45对应的比例。M=1代表占空比在0~100%间摆满整个正弦波，理想情况下输出基波最大，但功率管的关断时间和栅极驱动都吃不满，实际工程至少要留5%~10%裕量，这就是代码里用0.9倍调制比的直接原因。

查表点数与载波比的匹配更重要。查表法在每个载波周期只更新一次CCR，如果表长小于载波比，输出阶梯就粗；如果表长远大于载波比，很多点根本走不到，白白占Flash。这里记住一个估算公式：

TAB_LEN ≥ f_carrier / f_sin_max

其中f_sin_max是最大输出正弦频率。20kHz载波、50Hz输出，400点起；要做到100Hz（比如同步电机弱磁区），表至少要200点，工程上取512已相当宽裕。到调制比接近1且要最大母线电压利用率时，三相SPWM线性区就到头了，再往上要么过调制，要么切SVPWM加零序分量注入。

5. 验证与排错：从方波瞪到三相实波

5.1 三步验证：从MCU到功率级

第一步，不接功率级，示波器探头接TIM1的CH1/CH2/CH3引脚，参考接GND，能看到三路占空比随时间张开、合拢的方波。把两个通道开加法或余晖模式，逐帧确认相位差120°。这一步可以筛掉查表索引错误和相位写反的问题。

第二步，看一对互补波：CH1和CH1N同时接两路探头，打开死区放大。死区如果在1μs左右且出现在上升沿，说明BDTR配置生效。如果两只管子存在同时导通的区间，波形上会看到一条直通的谷，这个必须在上电前排除。

第三步，接阻感负载或电机，测输出线电压Uab和相电流。线电压应为正负交替的SPWM脉冲，电流波形应接近正弦。若电流波形有削顶，多半是调制比过高，查母线电压与目标电压间的裕量。

5.2 常见故障与排查顺序

现象	优先检查项
三路输出全是恒低或恒高	MOE未使能、GPIO复用没配、通道没Start
只有上桥臂输出，下桥臂全关	OCNPolarity或OCNIdleState配置错误
死区比预期大很多	DTG编码非线性，用实测波形确认
每隔固定周期出现一次毛刺	DMA回卷或索引溢出，先换回取余
电机啸叫但能转	载波频率太低或死区占空比过大，先提载波
上电瞬间炸管	死区过小或BreakState时序不对，加硬件过流刹车

最后一招是拉长观察尺度：把示波器时基放到10ms/div，占空比包络应当是一个完整的正弦形状；再缩回50ns/div量死区。硬件上建议在母线正负端各并一个0.1μF高频电容，减少功率管开关噪声对TIM1参考地的影响，这一条能省掉很多“波形明明看着对却偶然误触发”的定位时间。用示波器的数学通道做CH1减CH2，能直接量到两相线电压的SPWM脉冲序列，边沿处是否有重叠一目了然，这个方法比纯肉眼看死区更可靠。

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