基于STM32的单相交流电子负载：SPWM生成与电流闭环设计

1. 从电赛A题说起：单相交流电子负载到底是个什么东西

如果你参加过电子设计竞赛，或者正在准备某个电力电子方向的毕业设计，大概率听过“单相交流电子负载”这个题目。我第一次接触它是在帮学弟看电赛A题的方案，当时他拿着一堆MOS管和电感问我：“这玩意儿到底怎么把电能‘吃’进去又‘吐’出来？”这个问题其实问到了核心——电子负载不是把能量变成热耗散掉，而是要把被测电源输出的交流电能“回收”利用，或者至少做到可控地模拟各种负载特性。

传统负载就是电阻、电感、电容，接上去之后功率因数固定、电流波形固定，想测一个电源在不同负载条件下的表现，你得换一堆电阻箱，又笨又热。电子负载用电力电子变换器来模拟负载，你可以通过程序设定它呈现阻性、感性、容性，甚至模拟一个非线性负载，电流波形想怎么捏就怎么捏。单相交流电子负载就是针对单相交流电源的测试设备，输入侧接被测电源，输出侧通常接电网或者直流母线，把能量回馈回去。

那SPWM在这里扮演什么角色？简单说，SPWM就是“用开关管拼出一个正弦波”的技术。你有一堆直流电压，想让输出端得到一个正弦交流电压或者电流，最直接的办法就是让开关管按照正弦规律通断，输出一系列宽度按正弦变化的脉冲，再经过电感电容滤波，就得到了正弦波。这个“按正弦规律改变脉冲宽度”的过程就是SPWM。在单相交流电子负载里，SPWM用来控制输入侧变换器的电流，让输入电流跟踪给定参考，从而实现功率因数可控、电流波形可控。

STM32在这套系统里就是大脑。它要完成几件事：采集输入电压电流、计算参考电流、生成SPWM驱动信号、处理保护逻辑、跟上位机通信。为什么选STM32而不是其他MCU？因为STM32的定时器资源丰富，高级定时器带互补输出和死区插入，正好驱动全桥电路；ADC采样速度快，配合DMA可以做到无CPU干预的连续采样；主频够高，跑一个电流环加SPWM生成绰绰有余。我见过有人用DSP做，性能确实好，但成本和开发门槛对电赛或者本科毕设来说偏高，STM32是性价比最平衡的选择。

这套东西适合谁看？如果你正在做电赛电源类题目、电力电子课程设计、或者想入门数字电源控制，这篇文章就是给你写的。我会从整体方案讲起，把SPWM生成的原理、STM32的配置、电路参数计算、调试中踩过的坑全部摊开讲。不需要你有很深的电力电子背景，但至少得知道MOS管怎么开关、电感电容的基本特性。

2. 整体方案设计与核心思路拆解

2.1 为什么选全桥+SPWM+电流闭环这套架构

单相交流电子负载的拓扑选择其实有好几种：Boost型、Buck型、全桥型、半桥型。Boost型只能升压，输入电压低于母线电压时没法工作；Buck型只能降压，输入电压高于母线时受限。全桥结构最灵活，四个开关管组成H桥，通过SPWM控制可以实现输入电流的双向流动，既能吸收能量也能回馈能量，而且输入电压范围宽，母线电压只要高于输入电压峰值就能正常工作。

我最终选的是电压型全桥PWM整流器拓扑，输入侧接电感，输出侧接直流母线电容。这个结构的好处是：输入电流连续、功率因数可调、能量可以双向流动。具体来说，输入电感的作用是储能和滤波，让电流纹波控制在合理范围；直流母线电容稳定母线电压，给开关管提供稳定的直流源；四个MOS管组成两个桥臂，每个桥臂的上下管互补导通，通过SPWM调制让桥臂中点输出一个高频脉冲序列，其基波分量跟踪输入电压。

为什么不用半桥？半桥结构少两个管子，但输入电流只能单向流动，没法实现能量回馈，而且直流母线电压利用率低。全桥虽然多两个管子和驱动电路，但换来的性能提升完全值得。在电赛这种需要展示“能量回馈”功能的场合，全桥是标配。

2.2 SPWM调制策略的选择：单极性还是双极性

SPWM调制方式直接决定了输出波形质量和开关损耗。双极性SPWM是同一个桥臂的上下管互补导通，输出在两个电平之间切换，谐波含量大，但实现简单。单极性SPWM是每个桥臂独立控制，输出在三个电平之间切换，谐波含量小，但控制逻辑复杂一些。

我选的是单极性倍频SPWM。具体做法是：左桥臂用正弦波和三角波比较生成驱动信号，右桥臂用反相的正弦波和同一个三角波比较生成驱动信号。这样输出端的等效开关频率是载波频率的两倍，谐波集中在两倍载波频率附近，滤波器设计更容易。实测下来，同样20kHz载波频率，单极性倍频的输出电流纹波比双极性小一半左右。

这里有个细节要注意：单极性调制时，两个桥臂的驱动信号必须严格同步，否则会出现桥臂直通。STM32的高级定时器可以生成互补带死区的PWM，但两个桥臂之间还需要相位关系正确。我的做法是用一个定时器生成两路比较值，分别控制两个桥臂，通过更新比较值来实现正弦调制。

2.3 STM32的选型与资源分配

我用的STM32F103C8T6，也就是常说的“蓝板子”。有人会问，F103主频才72MHz，够用吗？实测下来，跑一个20kHz的电流环加SPWM生成，CPU占用率不到30%。关键是资源分配要合理。

定时器方面，TIM1是高级定时器，带互补输出和死区插入，用来生成四路PWM驱动全桥。TIM2用来做系统时基和任务调度。TIM3用来捕获输入电压的过零信号，做同步。ADC用规则通道扫描模式，配合DMA搬运，采样输入电压、输入电流、母线电压三个量。DMA通道要配置好，不然ADC数据会覆盖。

GPIO分配要提前规划：PWM输出占用PA8、PA9、PA10、PA11，这是TIM1的通道1到4。ADC输入用PA0到PA2。串口用PA9和PA10，但注意PA9和PA10和TIM1的通道2、3冲突，所以要么用重映射，要么换串口。我最后用的是USART2，PA2和PA3，避开冲突。

2.4 关键参数计算：电感、电容、开关频率怎么定

输入电感的值决定了电流纹波大小。电感越大，纹波越小，但体积和成本上去了，动态响应也变慢。计算公式是：L = (Vin_peak × D) / (ΔI × fsw)。Vin_peak是输入电压峰值，D是占空比，ΔI是允许的电流纹波，fsw是开关频率。

假设输入电压有效值24V，峰值就是34V。开关频率20kHz，允许纹波为额定电流的20%，额定电流5A，那ΔI就是1A。最恶劣工况是占空比0.5的时候，代入公式：L = (34 × 0.5) / (1 × 20000) = 850μH。实际取1mH，留点余量。

直流母线电容的选择要看母线电压纹波要求。母线电压纹波主要来自输入电流的二次谐波分量。计算公式是：C = Iin_peak / (2 × ω × ΔVbus)。Iin_peak是输入电流峰值，ω是电网角频率，ΔVbus是允许的母线电压纹波。假设输入电流峰值7A，电网频率50Hz，允许纹波5V，那C = 7 / (2 × 314 × 5) = 2229μF。实际取2200μF，再并一个薄膜电容滤高频。

开关频率的选择要权衡：频率高，电感和电容可以小，但开关损耗大，驱动电路要求高；频率低，损耗小，但滤波器体积大。20kHz是个甜点，刚好在音频范围之上，不会产生可听噪声，开关损耗也可以接受。

3. SPWM生成与STM32定时器配置的硬核细节

3.1 SPWM的本质：用面积等效原理拼出正弦波

SPWM的核心思想是“面积等效”——把正弦波分成N等份，每一份的面积用一个等幅不等宽的矩形脉冲来等效。脉冲的宽度按正弦规律变化，中心位置对齐。这样得到的脉冲序列经过低通滤波后，基波就是原来的正弦波。

具体实现时，用一条正弦调制波和一条高频三角载波比较，正弦波大于三角波时输出高电平，小于时输出低电平。三角波的频率就是开关频率，正弦波的频率就是输出基波频率。调制比M = 正弦波幅值 / 三角波幅值，决定了输出基波幅值。M最大为1，此时输出基波幅值为母线电压的一半（单极性）或母线电压（双极性）。

这里有个常见误区：很多人以为SPWM的直流电压利用率只有86.6%，其实那是SPWM在线性调制区的情况。86.6%的来源是：SPWM线性调制时，输出相电压基波峰值最大为Vdc/2，而方波逆变时相电压基波峰值为2Vdc/π，两者比值为(π/4)/√3 ≈ 0.866。这个数字在选母线电压时很重要，意味着如果你需要输出220V交流，母线电压至少要220×√2/0.866 ≈ 359V。

3.2 STM32定时器生成SPWM的三种方法

第一种是查表法。提前算好一个正弦周期的PWM比较值，存在数组里，定时器更新中断里依次读取数组更新比较寄存器。优点是计算量小，缺点是频率分辨率受表长限制，变频时需要重新算表。

第二种是实时计算法。在定时器中断里用sin函数实时计算比较值。优点是频率任意可调，缺点是sin计算耗时，F103没有浮点单元，用查表加插值更实际。

第三种是DMA搬运法。把正弦表存在内存里，配置DMA在定时器更新事件时自动把比较值搬到CCR寄存器。CPU完全不参与，可以腾出时间做其他事。我最后用的就是这种方法，20kHz开关频率，正弦表256点，DMA循环搬运，CPU占用率几乎为零。

具体配置：TIM1设置为中央对齐模式，ARR设为系统时钟除以开关频率再除以2。比如72MHz主频，20kHz开关频率，ARR = 72000000 / (2 × 20000) = 1800。预分频器设为0。CCR1到CCR4分别对应四个通道。DMA配置为循环模式，源地址是正弦表数组，目标地址是TIM1->CCR1，每次传输半字。注意DMA请求要选TIM1的更新事件。

3.3 死区时间计算与设置

死区时间是为了防止同一桥臂上下管直通。MOS管关断需要时间，如果上管还没完全关断下管就开了，母线直接短路，管子瞬间炸掉。死区时间要大于开关管的关断时间加上驱动电路的延迟。

我用的IRF540N，关断时间约100ns，驱动芯片IR2110的延迟约200ns，所以死区时间至少设300ns。STM32的死区寄存器BDTR可以设置死区时间，计算公式是：DTG[7:0] × Tdtg，Tdtg = 1/72MHz ≈ 13.9ns。300ns / 13.9ns ≈ 22，所以DTG设为22。实际我设了500ns，留足余量。

注意：死区时间不是越大越好。死区太大会导致输出波形畸变，因为死区期间输出电压由电流方向决定，会产生额外的谐波。一般取开关管关断时间的2到3倍就够了。

3.4 电流环设计：PI参数怎么调

电流环是让输入电流跟踪参考电流的关键。参考电流由输入电压乘以一个导纳值得到，导纳值决定了输入阻抗，也就决定了功率因数。如果导纳是纯实数，输入电流和输入电压同相，功率因数为1。

PI调节器的参数整定是个经验活。我的做法是：先只加比例环节，慢慢增大Kp直到电流波形开始振荡，然后取振荡临界值的60%作为最终Kp。然后加积分环节，Ki从很小的值开始加，观察稳态误差消除的速度，直到响应速度满足要求又不超调。

具体数值：Kp = 0.5，Ki = 0.01。这个值跟电感、采样周期都有关系，换硬件就要重新调。有个技巧是把PI输出限幅在母线电压的90%，防止过调制。

4. 完整电路图解析与关键元器件选型

4.1 主功率电路：从输入到母线的每一个环节

主功率电路分三部分：输入滤波、全桥变换、母线电容。

输入滤波是一个共模电感和一个X电容组成，滤除开关频率的共模噪声。共模电感用锰锌铁氧体磁环，双线并绕20匝，电感量约1mH。X电容用0.47μF的薄膜电容，耐压630V。

全桥变换的四个MOS管用IRF540N，耐压100V，电流33A，导通电阻44mΩ。为什么选它？因为耐压够用（母线电压最高60V），电流余量大，导通电阻小，发热少。驱动芯片用IR2110，自带自举电路，可以驱动高压侧MOS管。自举电容用1μF的陶瓷电容，自举二极管用UF4007。

母线电容用两个2200μF/100V的电解电容并联，再并一个10μF的薄膜电容。电解电容负责低频储能，薄膜电容负责高频滤波。母线电容的耐压要高于母线电压的1.5倍，100V耐压对应60V母线，余量足够。

4.2 采样电路：电压电流怎么采才准

输入电压采样用电阻分压。输入电压峰值34V，ADC参考电压3.3V，分压比取1:12，用1kΩ和11kΩ的电阻串联。分压后的电压经过一个电压跟随器缓冲，再送到ADC。电压跟随器用LM358，单电源供电，注意输入共模范围要包含0V。

输入电流采样用霍尔电流传感器，型号ACS712-20A。它的输出是电压信号，零点在2.5V，灵敏度100mV/A。电流为正时输出大于2.5V，为负时小于2.5V。这个信号直接送ADC，但要注意ACS712的输出范围是0到5V，而STM32的ADC参考是3.3V，所以需要分压或者用运放调整。我的做法是用一个同相放大器，把2.5V零点移到1.65V，增益设为0.66，这样±10A对应0到3.3V。

母线电压采样也用电阻分压，分压比1:20，用1kΩ和19kΩ串联。同样经过电压跟随器送ADC。

4.3 辅助电源：从母线取电给控制电路供电

控制电路需要3.3V和12V两路电源。3.3V给STM32和ADC，12V给驱动芯片和运放。从母线60V降到12V，用LM2596降压模块，效率高，发热小。再从12V降到5V，用7805线性稳压，给霍尔传感器和部分运放供电。最后从5V降到3.3V，用AMS1117-3.3，给STM32供电。

这里有个坑：LM2596的输入电压范围是4.5V到40V，母线60V超了。所以要么用更高耐压的降压芯片，要么从母线电容中间抽头取电。我的做法是用两个电容串联，中间点作为30V，再给LM2596供电。但要注意电容均压问题，每个电容并一个均压电阻。

4.4 驱动电路：IR2110的自举原理与布线要点

IR2110的高压侧驱动需要自举电容。原理是：当低侧MOS管导通时，自举电容通过自举二极管从12V电源充电；当高侧MOS管需要导通时，自举电容上的电压作为高侧驱动的电源。自举电容的容量要足够大，保证在一个开关周期内电压下降不超过1V。计算公式是：C ≥ Qg / ΔV，Qg是MOS管栅极电荷，IRF540N的Qg约70nC，ΔV取1V，所以C ≥ 70nF。实际取1μF，余量充足。

布线要点：自举电容和自举二极管要尽量靠近IR2110的VB和VS引脚，走线要短而粗。高侧和低侧的栅极驱动走线要分开，避免耦合。功率地和信号地要单点连接，防止开关噪声串入控制电路。

5. 软件架构与核心代码实现

5.1 主程序框架：前后台+中断

软件架构采用前后台系统。后台是主循环，处理串口通信、按键扫描、状态显示这些实时性要求不高的任务。前台是中断，包括定时器更新中断、ADC采样完成中断、串口接收中断。

主循环里做三件事：一是每10ms更新一次参考电流的幅值，根据设定的功率因数计算导纳；二是每100ms更新一次OLED显示；三是响应串口命令，修改工作模式。

定时器更新中断里做电流环计算。中断频率就是开关频率20kHz，每次中断读取ADC最新值，计算误差，跑PI，更新比较值。注意中断里不要做浮点运算，全部用定点数。我把电流值放大100倍存成int16，PI参数也放大100倍，最后结果右移7位还原。

5.2 ADC采样与DMA配置

ADC配置为规则通道扫描模式，扫描顺序是输入电压、输入电流、母线电压。触发源选定时器更新事件，这样采样时刻和PWM同步，避免采样到开关噪声。DMA配置为循环模式，每次传输3个半字到数组。

采样时刻很关键。如果采样时刻正好在开关管切换瞬间，会采到尖峰噪声。我的做法是在定时器计数到ARR值的时候触发ADC，这时候开关管已经稳定导通或关断，噪声最小。STM32的ADC可以配置为在定时器上升沿触发，配合中央对齐模式，采样点正好在PWM周期的中点。

5.3 电流环PI代码实现

typedef struct { int16_t Kp; int16_t Ki; int32_t integral; int16_t out_max; int16_t out_min; } PI_Controller; int16_t PI_Update(PI_Controller *pi, int16_t error) { int32_t p_term = (int32_t)pi->Kp * error; pi->integral += (int32_t)pi->Ki * error; if (pi->integral > pi->out_max) pi->integral = pi->out_max; if (pi->integral < pi->out_min) pi->integral = pi->out_min; int32_t output = p_term + pi->integral; if (output > pi->out_max) output = pi->out_max; if (output < pi->out_min) output = pi->out_min; return (int16_t)output; }

这段代码里，Kp和Ki都是放大100倍的定点数。integral是积分累加器，做了限幅防止积分饱和。输出也做了限幅，防止过调制。实际运行时，error是参考电流减去实际电流，输出是调制波幅值。

5.4 SPWM正弦表生成与DMA搬运

正弦表用Excel或者Python生成，256个点，每个点是sin(2πi/256) × 1800 + 1800，范围0到3600，对应CCR值0到ARR。为什么加1800？因为CCR值不能为负，而且中央对齐模式下，CCR值决定占空比，1800对应50%占空比。

DMA配置为循环模式，源地址是正弦表数组，目标地址是TIM1->CCR1，传输长度256，每次传输半字。DMA请求选TIM1的更新事件。这样每个PWM周期，DMA自动把下一个正弦值搬到CCR1，同时CCR2、CCR3、CCR4也需要更新，但它们的值跟CCR1有相位关系。我的做法是用四个DMA通道，分别搬运四路PWM的比较值，正弦表有四个，相位分别是0、π、π、0。

6. 调试实录：从炸管到稳定运行的踩坑记录

6.1 第一次上电就炸管：死区时间不够

第一次上电，我信心满满地给了24V输入，结果一按启动按钮，啪的一声，两个MOS管炸了。用示波器看驱动波形，发现上下管的驱动信号有重叠，死区时间设了100ns，但IR2110的传输延迟就有200ns，实际死区是负的。

教训：死区时间必须大于驱动芯片延迟加上开关管关断时间。我后来把死区设到500ns，再也没炸过。另外，第一次上电一定要用低压，比如12V，并且串一个灯泡限流，炸管也不会太惨。

6.2 电流波形畸变：采样时刻不对

炸管修好后，电流波形出来了，但畸变严重，过零点附近有明显的平顶。用示波器同时看PWM和电流，发现电流在开关瞬间有尖峰，而ADC正好采到了尖峰。

解决：调整ADC触发时刻，从定时器更新事件改为定时器比较事件，让采样点落在PWM周期中点。具体做法是把ADC触发源设为TIM1的CC4事件，CC4的比较值设为ARR的一半。这样采样时刻正好在开关管稳定导通期间，噪声最小。

6.3 功率因数上不去：参考电流相位偏差

设定功率因数为1，但实测只有0.85。用示波器看输入电压和输入电流的相位，发现电流滞后电压约10度。原因是参考电流是由输入电压乘以导纳得到的，但输入电压采样有延迟，导致参考电流滞后。

解决：在参考电流计算里加一个相位超前补偿。具体做法是用一个二阶广义积分器（SOGI）生成输入电压的正交分量，然后用正交分量和原分量合成超前相位。SOGI的代码不复杂，两个积分器加交叉反馈，带宽设为电网频率的2倍。

6.4 母线电压泵升：能量回馈没做好

电子负载在吸收能量时，母线电压会泵升。如果能量回馈回路没做好，母线电压会一直升到电容炸掉。我的做法是在母线上并一个泄放电阻，当母线电压超过设定值时，用MOS管接通泄放电阻，把多余能量消耗掉。泄放电阻用100Ω/50W的铝壳电阻，MOS管用IRF540N。

但泄放电阻只是权宜之计，真正要做能量回馈，需要在母线侧接一个并网逆变器，把能量送回电网。这个复杂度就高了，电赛阶段一般不做要求，泄放电阻够用。

6.5 常见问题速查表

7. 实测性能与优化方向

7.1 实测波形与效率数据

在24V输入、5A电流条件下，实测输入电流THD约3.5%，功率因数0.99，效率约92%。效率损失主要来自开关损耗和电感铜损。开关损耗跟开关频率成正比，如果把频率从20kHz降到10kHz，效率能到95%，但电感体积要翻倍。

电流跟踪误差在稳态下小于2%，动态响应时间约5ms。这个性能对于电赛和本科毕设来说完全够用。如果要进一步提升，可以从几个方面入手：一是用SiC或者GaN器件，开关损耗大幅降低，频率可以提到100kHz，滤波器体积缩小；二是用预测控制代替PI，动态响应更快；三是用锁相环精确同步电网相位，功率因数可以做到0.999。

7.2 从电赛到产品的差距

电赛作品和工业产品之间还有很大距离。工业产品要考虑EMC、安规、热设计、可靠性、成本。比如EMC，电赛作品一般不做传导辐射测试，但产品必须过CE认证。热设计方面，电赛作品加个风扇就行，产品要做热仿真，确保最恶劣工况下结温不超过限值。

但电赛这套东西作为学习平台是极好的。你把SPWM、电流环、功率变换这些核心概念都摸了一遍，再去看工业产品，会发现底层原理是相通的。我在调试过程中最大的收获不是把电路调通了，而是理解了“为什么采样时刻这么重要”“为什么死区不能太大”“为什么PI参数要折中”——这些经验在书本上是学不到的。

7.3 后续扩展思路

这套平台可以扩展成三相版本，做三相交流电子负载，用于测试三相电源。也可以加上并网功能，把能量回馈到电网，效率更高。还可以加上谐波发生功能，模拟非线性负载，测试电源的抗谐波能力。

软件方面，可以加上上位机界面，用LabVIEW或者Qt做，实时显示波形和参数。通信可以用串口或者CAN，CAN抗干扰能力更强，适合工业现场。

最后分享一个小技巧：调试电流环的时候，先用电阻负载代替被测电源，这样输入电压是稳定的直流，电流环更容易调。等电流环调好了，再换成交流输入，加上锁相环和相位补偿。这个顺序能帮你省下大量炸管的时间。