STM32G4 ADC硬件过采样与软件滤波实战：从配置到代码落地

1. 为什么STM32 G4的ADC值得单独拿出来聊

STM32G4系列定位很特殊，它夹在F4和H7之间，主频不算最高，但片上模拟外设给得异常大方。以G474为例，三个独立的12位ADC，最高采样率可以到4Msps（12位下），如果开启硬件过采样还能把有效位数推到16位左右。这个规格放在电机控制、数字电源、精密传感器采集这些场景里，性价比非常突出。

但问题也恰恰出在这里。很多人拿到G4之后，直接照搬F103时代的ADC配置思路——轮询、单次转换、软件触发，结果发现采样值跳动大、噪声压不下去、高速采样时CPU被中断拖死。然后就开始怀疑芯片不行，或者怀疑自己的模拟前端有问题。实际上大部分情况下，问题出在配置策略上，而不是硬件本身。

我最近做了一个基于G474的电流采样项目，需要在一路电机驱动板上同时采集三相电流和母线电压，采样率要求每路至少100kHz，精度要求有效位数不低于11位。这个需求用G4的ADC硬件过采样加DMA搬运，再配合软件端的滑动平均滤波，最终实测有效位数能稳定在12.5位左右。整个过程踩了不少坑，也积累了一些在官方文档里不太容易找到的经验，这里系统性地整理一下。

这篇文章适合正在用STM32G4做模拟采集的工程师，也适合从F1/F4平台迁移过来、发现老套路不奏效的朋友。我会从硬件过采样的原理讲起，一直讲到软件滤波的选型和DMA配置的细节，尽量把每个参数背后的逻辑说清楚。

2. 硬件过采样到底在做什么

2.1 过采样的数学本质

过采样的核心逻辑其实一句话就能说清楚：对同一个信号连续采样N次，然后把结果累加，再右移相应的位数。每4倍过采样理论上能提升1位有效分辨率，因为噪声被平均掉了，而信号是相干的。

具体来说，如果过采样倍率是N，累加后的结果位宽会增加log2(N)位。比如12位ADC做16倍过采样，累加结果是16位，右移2位后得到14位的结果。STM32G4的硬件过采样单元支持2x到256x的倍率，右移位数可以独立配置，这就给了很大的灵活性。

但这里有一个容易被忽略的点：过采样提升的是信噪比，不是绝对精度。如果你的参考电压本身噪声就大，或者模拟前端有系统性偏移，过采样帮不了你。它只能压制随机噪声，对确定性误差无能为力。

2.2 G4的过采样硬件单元怎么配

G4的ADC过采样配置涉及几个关键寄存器字段，在CubeMX里对应的参数是Oversampling Mode、Oversampling Ratio、Oversampling Shift和Oversampling Trigger。

过采样倍率的选择要看你的目标。如果只是想把12位做到13到14位，4x到16x就够了。如果想推到16位，需要256x，但这时候采样率会大幅下降。以G474为例，ADC时钟如果是60MHz，12位转换需要12.5个ADC周期，单次转换时间约208ns。256倍过采样意味着每次输出需要256次转换，等效输出速率就降到约18.8kHz。这个代价必须提前算清楚。

右移位数（Shift）的设置有个原则：右移位数应该等于log2(过采样倍率)，这样结果刚好回到12位。但如果你想让结果保持更高的位宽，可以少右移几位。比如16x过采样，累加结果是16位，你可以右移2位得到14位结果，也可以右移0位得到16位结果。后者在后续软件处理时动态范围更大，但要注意DMA目标缓冲区要用uint16_t。

触发模式（Oversampling Trigger）决定了过采样在什么条件下启动。通常选“Triggered by ADC conversion”就行，意思是每次常规触发后自动执行过采样序列。还有一种“Resumed by trigger”模式，适合需要精确控制过采样窗口起点的场景。

注意：开启过采样后，ADC的采样时间（Sampling Time）设置会直接影响过采样的总耗时。采样时间越长，每次转换越慢，256倍过采样的总时间就越长。建议在满足信号源阻抗要求的前提下，尽量选较短的采样时间。

2.3 过采样和DMA的配合方式

过采样开启后，ADC每次“输出”一个结果，实际上内部已经完成了N次转换。DMA的搬运单位是过采样后的结果，不是每次原始转换。这一点在配置DMA缓冲区长度时要注意——缓冲区长度应该等于你想要的输出样本数，而不是原始转换次数。

G4的ADC支持DMA循环模式，配合过采样可以做到完全无CPU干预的连续采集。配置时把DMA设为Circular模式，外设地址设为ADC_DR寄存器，内存地址设为你的缓冲区，数据宽度根据右移位数选择Half Word或Word。

这里有个细节：如果右移位数小于log2(倍率)，结果可能超过16位，这时候DMA必须用Word宽度。但大多数情况下右移到12位或14位，用Half Word就够了，能省一半内存带宽。

3. 软件滤波方案怎么选

3.1 滑动平均滤波的适用边界

滑动平均是最直观的滤波方式，把最近N个采样值求平均。它的本质是一个低通滤波器，截止频率和N成反比。N越大，输出越平滑，但响应越慢。

在电机电流采样这种场景里，滑动平均有一个致命问题：它会把电流的快速变化也平滑掉。如果PWM频率是20kHz，电流环带宽要求1kHz以上，滑动平均的窗口就不能太大。我实测下来，N=8在100kHz采样率下，截止频率大约在6kHz左右，对电流环的影响可以接受。

实现上，滑动平均可以用环形缓冲区加累加和的方式，每次新数据进来减去最老的数据，加上最新的数据，然后除以N。这样每次只需要一次加法和一次减法，计算量极小。在G4的170MHz主频下，处理100kHz的三路采样绰绰有余。

3.2 中值滤波和滑动平均的组合

中值滤波对脉冲噪声特别有效，比如MOSFET开关瞬间耦合进来的尖峰。但中值滤波需要排序，计算量比滑动平均大得多。如果采样率是100kHz，每路每秒钟要排10万次序，三路就是30万次，即使是G4也会吃掉不少CPU。

我的做法是组合使用：先用一个长度为3或5的中值滤波去掉尖峰，再做滑动平均。中值滤波的窗口不需要太大，3点就够，因为脉冲噪声通常只影响一两个采样点。排序3个数的计算量很小，用几个比较交换就能完成。

具体实现时，可以用一个长度为3的数组，每次新数据进来后做三次比较交换，取中间值。这个操作在C语言里可以用宏或者内联函数实现，编译器优化后大概只需要几个时钟周期。

3.3 一阶低通滤波器的参数计算

一阶低通滤波器的公式是 y[n] = α * x[n] + (1-α) * y[n-1]，其中α决定了截止频率。α越大，响应越快，滤波效果越弱；α越小，输出越平滑，但相位滞后越大。

截止频率fc和α的关系是：α = 1 - exp(-2π * fc / fs)，其中fs是采样率。反过来，给定α，截止频率fc = -fs * ln(1-α) / (2π)。

举个例子，采样率100kHz，想要截止频率1kHz，α = 1 - exp(-2π * 1000 / 100000) ≈ 0.061。这个值在定点运算里可以用Q15格式表示为0.061 * 32768 ≈ 1999。

一阶低通的计算量比滑动平均还小，只需要一次乘法和一次加法。但它对脉冲噪声的抑制能力不如中值滤波，所以通常也是配合中值滤波使用。

3.4 滤波方案对比与选型建议

选型的核心原则是：先搞清楚噪声的类型，再选对应的滤波器。如果是白噪声，滑动平均或低通都行；如果是脉冲噪声，必须上中值滤波；如果是周期性干扰，可能需要陷波器，但那又是另一个话题了。

4. 从CubeMX配置到代码落地的完整流程

4.1 CubeMX里的关键配置项

打开CubeMX，选好G474芯片后，在Analog标签下找到ADC1。先使能ADC1的IN1和IN2两个通道，分别对应三相电流的两相（第三相可以用基尔霍夫定律算出来，省一个ADC通道）。

在Parameter Settings里，几个关键参数这样设：

• Clock Prescaler：选Synchronous clock mode divided by 4。G4的ADC时钟来自系统时钟，170MHz除以4是42.5MHz，在ADC的最大时钟范围内。
• Resolution：12位。
• Scan Conversion Mode：Enabled，因为要扫两个通道。
• Continuous Conversion Mode：Disabled，我们用定时器触发。
• DMA Continuous Requests：Enabled，这样DMA可以在每次转换后自动搬运。
• End Of Conversion Selection：EOC after each conversion，每个通道转换完都产生EOC。
• Overrun：Overrun data overwritten，避免溢出时卡死。

在Oversampling里，Mode选Enabled，Ratio选16x，Shift选2，Trigger选Triggered by ADC conversion。这样每个通道输出的是14位结果。

DMA Settings里添加ADC1的DMA请求，模式选Circular，数据宽度选Half Word，内存地址自增。

4.2 定时器触发配置

用TIM1的TRGO来触发ADC。TIM1配置成PWM模式，频率20kHz，中央对齐。在Trigger Output里选Update Event，这样每个PWM周期产生一次触发。

但这里有个问题：20kHz的PWM频率意味着ADC触发频率也是20kHz，如果过采样16x，每次触发需要16次转换，总转换时间约3.3μs，远小于50μs的PWM周期，时间上完全来得及。

如果你想要更高的采样率，可以把TIM1的TRGO改成比较事件，在一个PWM周期内触发多次。比如在计数器的25%和75%位置各触发一次，采样率就变成40kHz。但要注意避开MOSFET开关瞬间，否则会采到开关噪声。

4.3 DMA缓冲区的设计

DMA缓冲区的大小要结合滤波窗口来定。假设滑动平均窗口N=8，中值滤波窗口M=3，那么DMA缓冲区至少要是N+M-1=10个样本。但实际上为了处理方便，我通常设成2的幂次，比如16或32。

缓冲区用uint16_t数组，因为14位结果用16位存刚好。如果是两个通道交替采样，缓冲区里数据是交错的：CH1, CH2, CH1, CH2... 处理的时候要分开。

#define ADC_BUF_SIZE 32 uint16_t adc_dma_buf[ADC_BUF_SIZE]; // 启动ADC和DMA HAL_ADC_Start_DMA(&hadc1, (uint32_t*)adc_dma_buf, ADC_BUF_SIZE);

DMA传输完成一半和全部完成的中断可以用来做双缓冲，但在这个场景里，因为采样率不高，直接在主循环里处理就行，不需要中断。

4.4 软件滤波的代码实现

先定义滤波器的状态变量：

#define MA_WINDOW 8 #define MED_WINDOW 3 typedef struct { uint16_t ma_buf[MA_WINDOW]; uint32_t ma_sum; uint8_t ma_idx; uint16_t med_buf[MED_WINDOW]; uint8_t med_idx; } FilterState; FilterState filt_ch1, filt_ch2;

中值滤波的实现：

uint16_t median3(uint16_t a, uint16_t b, uint16_t c) { if (a > b) { uint16_t t = a; a = b; b = t; } if (b > c) { uint16_t t = b; b = c; c = t; } if (a > b) { uint16_t t = a; a = b; b = t; } return b; }

滑动平均的实现：

uint16_t moving_average(FilterState *fs, uint16_t new_val) { fs->ma_sum -= fs->ma_buf[fs->ma_idx]; fs->ma_buf[fs->ma_idx] = new_val; fs->ma_sum += new_val; fs->ma_idx = (fs->ma_idx + 1) % MA_WINDOW; return (uint16_t)(fs->ma_sum / MA_WINDOW); }

组合滤波的处理函数：

uint16_t process_adc(FilterState *fs, uint16_t raw) { // 先做中值滤波 fs->med_buf[fs->med_idx] = raw; fs->med_idx = (fs->med_idx + 1) % MED_WINDOW; uint16_t med = median3(fs->med_buf[0], fs->med_buf[1], fs->med_buf[2]); // 再做滑动平均 return moving_average(fs, med); }

在主循环里，遍历DMA缓冲区，把CH1和CH2的数据分别送入各自的滤波器：

while (1) { for (int i = 0; i < ADC_BUF_SIZE; i += 2) { uint16_t ch1_raw = adc_dma_buf[i]; uint16_t ch2_raw = adc_dma_buf[i+1]; uint16_t ch1_filt = process_adc(&filt_ch1, ch1_raw); uint16_t ch2_filt = process_adc(&filt_ch2, ch2_raw); // 后续使用ch1_filt和ch2_filt } HAL_Delay(1); }

4.5 参数计算的实际案例

假设ADC参考电压是3.3V，12位分辨率，过采样16x右移2位后得到14位结果。那么每个LSB对应的电压是3.3V / 16384 ≈ 0.201mV。

如果采样电阻是10mΩ，运放增益是10倍，那么实际电流的灵敏度是10mΩ * 10 = 100mV/A。每个LSB对应的电流是0.201mV / 100mV/A = 2.01mA。

这个精度对于大多数电机控制应用已经足够了。如果还需要更高精度，可以把过采样倍率提到64x，右移2位得到16位结果，LSB变成0.0503mV，对应电流0.503mA。

但要注意，过采样倍率提高后，采样率会下降。64x过采样在42.5MHz ADC时钟下，每次转换约208ns，64次就是13.3μs，等效输出速率约75kHz。如果PWM频率是20kHz，每个周期能采3到4次，也够用了。

5. 实际调试中遇到的坑和排查方法

5.1 采样值跳动大的常见原因

第一个要排查的是参考电压。G4的VREF+可以外部提供，也可以用内部的。如果用内部参考，噪声通常比外部LDO大。我实测过，用内部参考时噪声峰峰值大约在8到10个LSB，换成外部REF3033后降到2到3个LSB。

第二个是采样时间不够。如果信号源阻抗较高，采样电容充电不充分，会导致采样值偏低且不稳定。G4的ADC采样电容约4pF，如果源阻抗是10kΩ，时间常数约40ns，采样时间至少要设到160ns以上才能充到99%以上。在CubeMX里，采样时间对应的周期数是可选的，选24.5个ADC周期比较保险。

第三个是地线处理。模拟地和数字地如果没有单点连接，或者连接点选得不好，开关噪声会串进模拟部分。我的做法是在ADC下方铺一块独立的模拟地，通过一个0Ω电阻在芯片下方单点连接到数字地。

5.2 DMA传输不触发或只触发一次

这个问题通常出在DMA配置上。检查几个点：DMA请求是否使能，ADC的DMA使能位是否置位，DMA模式是否是Circular。如果只触发一次就停了，很可能是DMA模式设成了Normal。

还有一个容易忽略的点：ADC的Overrun行为。如果DMA没来得及搬运，ADC又产生了新数据，Overrun标志会置位。如果Overrun设置是“Preserve”，ADC会停止转换。改成“Overrun data overwritten”就能继续。

在CubeMX里，这个选项在ADC的Parameter Settings最下面，叫Overrun behaviour。默认是Preserve，很多人不改，结果DMA一慢就卡死。

5.3 过采样开启后结果不对

最常见的原因是右移位数设错了。如果右移位数大于log2(倍率)，结果会偏小；如果小于，结果会偏大。比如16x过采样，log2(16)=4，如果右移了5位，结果就是实际值的1/2。

还有一个原因是过采样的触发源没配对。如果选了“Triggered by ADC conversion”但ADC本身没有被正确触发，过采样就不会执行。检查TIM的TRGO是否真的连到了ADC的触发输入，在CubeMX的ADC配置里，External Trigger Conversion Source要选对。

5.4 滤波后响应变慢的问题

滑动平均窗口N越大，响应越慢。如果发现电流环振荡或者响应迟钝，先检查滤波窗口是不是太大了。在100kHz采样率下，N=8的群延迟大约是(N-1)/2 / fs = 3.5 / 100000 = 35μs。这个延迟在1kHz带宽的电流环里会引入约12.6度的相位滞后，通常可以接受。但如果N=32，延迟就变成155μs，相位滞后55度，很可能导致振荡。

解决办法是减小窗口，或者改用一阶低通滤波器，因为一阶低通的相位滞后比同样截止频率的滑动平均要小。

5.5 常见问题速查表

提示：调试ADC时，先用一个已知的稳定电压源（比如基准芯片的输出）接入ADC输入，观察采样值的分布。如果标准差在2个LSB以内，说明硬件和配置都没大问题。如果超过5个LSB，就要从参考电压和地线开始查。

6. 性能实测与优化建议

6.1 实测数据

在G474上，ADC时钟42.5MHz，12位，16x过采样，右移2位，两通道扫描，DMA循环搬运。输入接REF3033的3.0V输出，采样1000个点，统计结果如下：

• 平均值：14912（理论值3.0V / 3.3V * 16384 = 14894）
• 标准差：1.8 LSB
• 峰峰值：9 LSB
• 有效位数：约12.6位

如果不开启过采样，同样条件下标准差约4.2 LSB，有效位数约11.2位。过采样16x带来了约1.4位的有效位数提升，和理论值（log2(16)/2 = 2位）有差距，主要是因为参考电压噪声和量化噪声之外的其他噪声源。

6.2 进一步优化的方向

如果还想再压噪声，有几个方向可以试。一是把过采样倍率提到64x，有效位数能到13位左右，但采样率降到75kHz。二是用外部16位ADC，比如ADS8320之类的，但成本会增加。三是优化PCB布局，把模拟部分远离功率部分，地平面分割更合理。

软件端还可以加一个IIR陷波器，针对PWM频率的干扰。如果PWM是20kHz，采样率100kHz，陷波器中心频率设20kHz，带宽设1kHz，能有效抑制开关噪声的基波。但陷波器的参数计算比较麻烦，需要用到双线性变换，这里就不展开了。

6.3 资源占用情况

整个ADC采集加滤波的代码，在G474上编译后占用Flash约4KB，RAM约200字节（主要是DMA缓冲区和滤波器状态）。CPU占用率在100kHz采样率下约3%，主要是主循环里的滤波计算。如果改成DMA中断里处理，CPU占用率能降到1%以下，但中断频繁触发也会带来额外开销。

我个人倾向于在主循环里处理，因为100kHz的采样率下，主循环每10μs处理一次，对于170MHz的G4来说很轻松。而且主循环处理避免了中断嵌套的问题，调试起来更简单。

6.4 不同应用场景的参数推荐

这张表是我在实际项目中总结出来的，不一定适用于所有情况，但可以作为起点。具体参数还要根据信号带宽、噪声特性、实时性要求来调整。

7. 一些不太容易想到的细节

过采样的右移操作是在ADC硬件里完成的，不消耗CPU时间。但右移后的结果如果位数超过12位，DMA搬运时要注意数据宽度。比如14位结果用uint16_t存没问题，但如果右移0位得到16位结果，DMA必须用Word宽度，否则会丢数据。

还有一点，G4的ADC在过采样模式下，EOC中断的产生时机是过采样序列完成后，不是每次转换后。这意味着如果你用EOC中断来读数据，读到的已经是过采样后的结果。但用DMA的话，DMA请求也是在过采样完成后才产生，所以DMA缓冲区的更新频率等于过采样输出频率，不是原始转换频率。

最后说一个关于校准的事。G4的ADC有自校准功能，上电后调用HAL_ADCEx_Calibration_Start()就行。但校准只能在ADC停止时做，而且校准前要确保ADC时钟已经使能并稳定。我遇到过校准失败的情况，原因是ADC时钟配置成了异步模式但时钟源没选对。改成同步模式后就正常了。

注意：每次上电后都要重新校准，因为校准值存在ADC的内部寄存器里，掉电不保存。如果从低功耗模式唤醒，也要重新校准。

这些细节在官方参考手册里都有，但分散在不同的章节，实际调试时容易漏掉。我把它们集中列出来，希望能帮你少走点弯路。