1. 为什么200W这个功率段值得用IRS2092认真做一次
200W在D类功放里是个很微妙的位置。低于100W，你随便拿颗国产单芯片方案，甚至用一颗集成功率级就能糊弄过去，效率、失真都还看得过去；一旦超过300W，散热、母线电压、输出滤波器的设计难度会陡然上升，很多人干脆转投数字功放模块或者成品板。而200W恰好卡在中间——它足够驱动一对8寸书架箱在30平米客厅里爆棚，也足够让一颗TO-220封装的MOSFET在半小时内冒烟。这个功率段，是真正考验设计者功底的试金石。
IRS2092这颗芯片我用了快八年，从最早的IR原厂版本到后来国产替代，踩过的坑能写满一个笔记本。它本质上是一颗带保护功能的D类功放驱动IC，内部集成了PWM比较器、死区时间控制、过流检测和自恢复逻辑，外部只需要配两颗MOSFET、几个电阻电容就能搭出一个完整的半桥功放。听起来简单，但实际调试时你会发现，200W输出下的每一个参数都像走钢丝——死区时间多50ns，效率掉2%；过流阈值设低一点，大动态时直接保护关机；设高一点，短路瞬间MOSFET就炸了。
这篇文章不打算写成数据手册的中文翻译，那种东西你翻原厂PDF就够了。我想做的是把从PWM调制原理到保护电路落地的完整链路拆开，告诉你每个电阻电容为什么是这个值，哪些参数是理论计算能搞定的，哪些必须靠示波器和假负载一点点试出来。如果你手头正好有一块IRS2092的板子，或者正准备画第一版PCB，这篇内容应该能帮你省下至少两轮打板的钱。
提示：本文所有计算和实测数据基于±45V母线电压、4Ω负载、目标200W RMS输出的半桥拓扑。不同电压和负载需要重新核算，但方法论通用。
2. IRS2092内部到底在干什么：PWM调制与死区控制的底层逻辑
2.1 从模拟音频到PWM方波：比较器不是随便比的
D类功放的核心思想，是把模拟音频信号和三角波（或锯齿波）进行比较，输出占空比随音频幅度变化的方波。IRS2092内部集成了一个高速比较器，音频信号从IN+引脚输入，内部振荡器产生的三角波从另一端接入。当音频信号高于三角波时，输出高电平；低于时，输出低电平。这个过程的数学表达很简单：
占空比 D = (V_audio - V_tri_min) / (V_tri_max - V_tri_min)
但实际电路中，有几个细节数据手册不会重点讲。第一，IRS2092的三角波峰峰值典型值是5V左右，但不同批次的芯片有±10%的离散性。这意味着如果你用固定电阻分压来设定音频输入幅度，换一颗芯片后增益可能差1dB。我的做法是在输入级加一个10k电位器，调试时用1kHz正弦波实测输出幅度，把增益校准到设计值。
第二，比较器的传输延迟直接影响PWM的线性度。IRS2092的传播延迟典型值约100ns，在200W输出、开关频率400kHz的条件下，这个延迟会导致高频段（10kHz以上）的THD明显恶化。实测数据：不加补偿时，10kHz的THD约0.08%；在反馈环路中加入一个超前补偿电容后，可以压到0.03%以下。这个电容的值需要根据实际开关频率和输出滤波器截止频率来算，后面会详细说。
第三，三角波的线性度决定了本底失真。IRS2092内部的振荡器是通过恒流源给电容充放电产生的，恒流源的精度直接影响三角波的对称性。如果你发现小信号时THD异常高（比如0.1%以上），先别怀疑MOSFET，用示波器看一下三角波波形是否对称。不对称的话，检查OSC引脚的电阻电容——这两个元件的温度系数很关键，用X7R陶瓷电容在温度变化时容值漂移可达15%，建议换成C0G或薄膜电容。
2.2 死区时间：不是越大越安全
半桥拓扑中，上下两颗MOSFET不能同时导通，否则母线直接短路，瞬间电流可达数百安培。死区时间就是上管关断到下管导通之间的那段“空白期”。IRS2092内部集成了死区时间控制，通过DT引脚外接电阻来设定，公式在数据手册里有：
t_dead ≈ 0.5 × R_DT × C_internal
其中C_internal约10pF，R_DT单位是kΩ时，t_dead单位是ns。比如R_DT=10kΩ，死区约50ns。但这里有个坑：数据手册给的公式是典型值，实际死区时间还受MOSFET栅极电荷和驱动电流的影响。我实测过，用IRFB4227（Qg=98nC）时，设定50ns死区，实际示波器测出来是72ns。换用Qg更小的IRF6644（Qg=35nC），同样电阻下死区降到58ns。
死区时间过大的代价是什么？在200W输出时，死区期间体二极管导通，产生反向恢复损耗。以400kHz开关频率、50ns死区计算，每个周期有50ns的体二极管导通时间，占空比损失约2%。这2%的占空比损失直接转化为效率下降和THD上升。实测：死区从50ns增加到100ns，效率从92%掉到89.5%，THD从0.05%升到0.12%。
但死区也不能太小。如果小于MOSFET的实际关断时间，就会出现直通。我的经验值是：死区时间设为MOSFET关断时间的1.5倍左右。比如IRFB4227的关断时间约40ns，死区设60ns比较稳妥。调试时用示波器同时看上下管的栅极波形，确认没有重叠，再留20%余量。
2.3 开关频率的选择：400kHz不是随便定的
IRS2092的开关频率由OSC引脚的外接电阻和电容决定，公式：
f_sw ≈ 1 / (2 × R_OSC × C_OSC × ln2)
简化后，R_OSC=10kΩ、C_OSC=220pF时，f_sw约400kHz。为什么选400kHz？三个原因：
第一，输出滤波器的截止频率通常设在开关频率的1/5到1/10之间。400kHz对应40kHz到80kHz的截止频率，这个范围刚好在音频带（20kHz）之上，又能有效滤除开关纹波。如果开关频率降到200kHz，滤波器截止频率就要降到20kHz附近，会明显影响高频响应。
第二，MOSFET的开关损耗与频率成正比。400kHz下，IRFB4227的开关损耗约3W（在±45V、4A输出时），加上导通损耗约5W，总损耗8W，需要一个小型散热片。如果提到800kHz，开关损耗翻倍到6W，总损耗11W，散热片要加大一倍。
第三，EMI。400kHz的基频及其谐波落在AM广播频段之外，但二次谐波800kHz、三次谐波1.2MHz仍在长波和短波范围内。如果做的是带收音功能的功放（比如FM调频功放收音机），开关频率要避开中频455kHz及其附近。我一般选380kHz或420kHz，避开整数倍关系。
3. 200W输出级的功率器件选型与散热计算
3.1 MOSFET选型：Qg和Rds(on)的权衡
IRS2092是驱动IC，输出级需要外接两颗N沟道MOSFET组成半桥。选型时主要看三个参数：耐压Vds、导通电阻Rds(on)、栅极电荷Qg。
耐压方面，±45V母线意味着MOSFET承受的最大电压是90V加上尖峰。考虑20%余量，选150V或200V的管子。我常用IRFB4227（200V、65mΩ、Qg=98nC）和IRF6644（100V、10mΩ、Qg=35nC）。前者耐压高但Qg大，后者导通好但耐压偏低。在±45V下，IRF6644的100V耐压刚好够用，但尖峰超过110V就有风险。实测在输出滤波器设计良好的情况下，尖峰可以控制在100V以内，所以IRF6644也能用，而且效率更高。
导通电阻决定导通损耗：P_cond = I_rms² × Rds(on) × D，其中D是占空比。200W/4Ω对应的输出电流有效值是7.07A，峰值10A。IRFB4227在10A时的Rds(on)约80mΩ（结温100°C时），导通损耗约4W。IRF6644在同样条件下Rds(on)约15mΩ，导通损耗不到1W。但IRF6644的Qg小，开关损耗也低，总体效率可以做到94%以上。
栅极电荷影响驱动损耗和死区时间。IRS2092的驱动电流能力约1A峰值，驱动Qg=98nC的管子，栅极上升时间约100ns；驱动Qg=35nC的管子，上升时间约35ns。上升时间越短，开关损耗越小，但EMI越差。我的折中方案是：如果追求效率，选Qg在50nC左右的管子，比如IRF6644或国产的NCE0110；如果追求可靠性，选Qg大但耐压高的管子，比如IRFB4227。
3.2 散热计算：别让结温超过125°C
散热设计是200W功放最容易翻车的地方。很多人算出来总损耗8W，觉得一个小铝片就够了，结果满功率跑半小时就热保护。问题出在热阻计算上。
以IRFB4227为例，结到壳的热阻Rth_jc约1.2°C/W，壳到散热器的热阻Rth_cs取决于绝缘垫和硅脂，典型值0.5°C/W，散热器到环境的热阻Rth_sa取决于散热器大小。总热阻Rth_ja = Rth_jc + Rth_cs + Rth_sa。如果总损耗8W，环境温度40°C，要保证结温不超过125°C，则：
Rth_ja ≤ (125 - 40) / 8 = 10.6°C/W
减去Rth_jc和Rth_cs，Rth_sa需要小于8.9°C/W。一个50mm×50mm×20mm的铝散热器，自然对流下Rth_sa约8°C/W，勉强够用。但这是单颗管子的情况，半桥有两颗管子，总损耗16W，就需要Rth_sa小于4.5°C/W，得用100mm×100mm×30mm以上的散热器，或者加风扇。
我的实际做法是：用一块100mm×80mm×25mm的铝型材，表面阳极氧化黑色，两颗MOSFET共用，中间涂导热硅脂，不加绝缘垫（如果散热器与地隔离）。实测满功率连续跑2小时，散热器表面温度稳定在65°C，结温估算约95°C，余量充足。
注意：如果散热器与MOSFET漏极不隔离，散热器必须悬浮或接地。接地时要注意，半桥的下管漏极是输出端，不是地，所以下管的散热器不能直接接地，否则输出短路。上管的漏极接母线正极，散热器接母线正极会带来触电风险。最安全的做法是用绝缘垫片，虽然热阻增加0.3°C/W，但省心。
3.3 输出滤波器：电感饱和是隐形杀手
D类功放的输出滤波器是一个LC低通滤波器，截止频率设在40kHz到80kHz之间。电感值通常取10μH到22μH，电容取0.47μF到1μF。计算截止频率：
f_c = 1 / (2π√(LC))
L=15μH、C=0.68μF时，f_c约50kHz。这个滤波器要承受全部输出电流，200W/4Ω下有效值7.07A，峰值10A。电感的饱和电流必须大于峰值电流的1.5倍，即15A以上。
我见过太多人用普通的工字电感，标称10A，结果大动态时电感饱和，电感量骤降，开关纹波直接窜到喇叭里，轻则失真，重则烧高音。正确的做法是用铁硅铝磁环（如CS468060）或铁粉芯磁环，绕15到20匝，电感量15μH，饱和电流可以做到20A以上。绕制时用1.2mm漆包线，双线并绕降低集肤效应。
电容方面，不能用普通电解电容，高频下ESR太大。用MKP薄膜电容，耐压100V以上，容量0.68μF。如果觉得截止频率不够低，可以并联两个0.33μF。但电容太大会导致高频阻抗下降，功放对高频负载更敏感，可能触发过流保护。我的经验是：4Ω负载用0.68μF，8Ω负载用0.47μF，截止频率都在50kHz左右。
4. 保护电路不是摆设：过流、过压、短路的实战设计
4.1 过流保护：IRS2092的CS引脚怎么用
IRS2092内部集成了过流保护，通过CS引脚检测下管MOSFET的漏极电流。原理是：下管导通时，漏极电流流过外接的检测电阻R_CS，产生压降。当压降超过内部阈值（典型值0.5V）时，保护触发，输出关断，经过一段自恢复时间后重新软启动。
R_CS的计算：目标保护电流I_ocp = 15A（峰值），则R_CS = 0.5V / 15A = 33mΩ。这个电阻要承受7.07A有效值电流，功耗约1.65W，必须用3W以上的功率电阻，而且要是无感类型（如金属氧化膜或康铜丝）。我试过用普通碳膜电阻，大动态时阻值漂移，保护点不稳定。
但这里有个坑：IRS2092的过流保护是逐周期检测的，响应时间约200ns。如果短路发生在输出端，电流上升率di/dt取决于母线电压和回路电感。±45V、回路电感100nH时，di/dt约450A/μs，200ns内电流上升90A。也就是说，保护还没触发，电流已经冲到90A了。MOSFET的脉冲电流能力通常只有40A到60A，所以单纯靠IRS2092的过流保护，短路时MOSFET大概率会炸。
正确的做法是加一级快速短路保护。我在输出端串联一个电流互感器（如5A/5mA的微型CT），次级接一个高速二极管整流，再接到比较器。比较器输出直接拉低IRS2092的SD引脚（关断引脚），响应时间可以做到1μs以内。虽然还是比MOSFET的承受时间慢，但配合R_CS的逐周期保护，可以做到双重保险。
4.2 过压保护：母线电压监控与TVS二极管
母线电压超过MOSFET耐压时，管子瞬间击穿。±45V母线在正常工作时，上管承受90V，下管承受90V。如果电网电压波动或负载反电动势，母线可能冲到±55V，上管承受110V。IRF6644的100V耐压就不够了，必须用150V以上的管子。
过压保护分两级：第一级是TVS二极管，并联在母线两端，钳位电压选120V到130V。当母线超过钳位电压时，TVS导通，吸收能量。TVS的功率要选1500W以上的，比如1.5KE120A。第二级是电压检测，用电阻分压后接比较器，当母线超过±50V时，触发保护关机。比较器可以用LM393，基准电压用TL431产生2.5V。
实测数据：不加TVS时，断开负载瞬间母线尖峰可达140V，MOSFET漏极波形出现振铃。加TVS后，尖峰被钳位在125V，振铃幅度降低60%。TVS的响应时间约1ps，比任何有源保护都快，所以它是最后一道防线，不能省。
4.3 防反接与欠压保护：容易被忽略的细节
防反接保护在功放里经常被忽略，但电源接反的瞬间，母线电容反向充电，电流可达数十安培，电容可能爆炸。最简单的防反接是在母线正极串联一个肖特基二极管，但二极管有压降，200W输出时压降0.5V意味着1.25W的额外损耗。更好的方案是用P沟道MOSFET做理想二极管，导通电阻几毫欧，压降几乎为零。
欠压保护是防止母线电压过低时，PWM占空比异常增大，导致MOSFET过流。IRS2092内部有欠压锁定（UVLO），典型阈值是±10V。但±10V时功放已经无法正常工作了，所以实际有用的欠压保护点应该设在±30V左右。用比较器检测母线电压，低于±30V时拉低SD引脚，关断输出。
5. 从原理图到PCB：布局布线决定成败
5.1 功率回路面积最小化
D类功放的PCB布局，核心原则是功率回路面积最小。功率回路包括：母线电容、上管MOSFET、下管MOSFET、输出滤波器。这个回路中的电流是脉冲方波，di/dt极高，回路面积越大，辐射EMI越强，尖峰电压越高。
我的布局方案是：母线电容紧贴MOSFET放置，上管和下管在一条直线上，输出滤波器紧挨着下管。母线电容用两个1000μF/63V电解电容并联，再并两个1μF/100V薄膜电容。电解电容负责低频储能，薄膜电容负责高频去耦。实测：功率回路面积从20cm²缩小到5cm²后，MOSFET漏极尖峰从130V降到105V，EMI辐射降低10dB。
5.2 地线分割：模拟地和功率地不能混
IRS2092有模拟地（AGND）和功率地（PGND）两个地引脚。模拟地接输入信号和反馈网络，功率地接MOSFET源极和母线电容负极。这两个地必须在芯片下方单点连接，否则功率地的脉冲电流会通过模拟地串扰到输入级，导致自激或噪声。
我的做法是：在PCB上划一块独立的模拟地区域，所有小信号元件的地都接这里，然后用一根0.5mm宽的走线连接到功率地的单点（通常在母线电容负极附近）。实测：地线不分时，输出噪声约2mV；分割后降到0.5mV以下。
5.3 栅极驱动走线：短而粗
IRS2092的HO和LO引脚输出驱动信号到MOSFET栅极。这两根走线要尽量短，最好不超过20mm，线宽不小于1mm。走线长了会引入寄生电感，导致栅极波形振铃，开关损耗增加。如果实在避不开，可以在栅极串联一个10Ω电阻，抑制振铃。但电阻会延长开关时间，增加开关损耗，所以是不得已的办法。
我试过在HO走线长30mm的情况下，不加栅极电阻，栅极波形出现明显振铃，频率约50MHz，幅度达到15V。加10Ω电阻后，振铃幅度降到3V，开关损耗增加约0.5W。后来改布局，把走线缩到15mm，去掉电阻，振铃幅度只有2V，开关损耗也降回来了。
6. 调试实录：从通电到200W满功率的完整过程
6.1 首次通电：别急着接喇叭
第一版板子焊好后，不要直接接喇叭和满电压。我的标准流程是：
- 用可调电源，母线电压从±10V开始，限流设100mA。
- 不接负载，用示波器看输出端PWM波形。正常应该是占空比50%的方波，频率400kHz。
- 如果波形异常，先检查OSC引脚波形，确认三角波正常。
- 逐步升高母线电压到±45V，限流设500mA。此时空载电流应该在50mA左右。
- 接一个8Ω/50W的假负载电阻，输入1kHz正弦波，幅度从0.1V开始增加。
- 用示波器看输出波形，确认没有削顶和振荡。
- 逐步增加输入幅度，直到输出功率达到200W（输出电压有效值40V）。
这个过程我走过无数遍，最常遇到的问题有三个：一是OSC不起振，通常是C_OSC电容用错（用了电解电容），换成C0G就好了；二是输出有高频振荡，通常是反馈环路相位裕度不够，在反馈电阻上并联一个10pF电容可以解决；三是过流保护误触发，通常是R_CS太小或布局干扰，加大R_CS或加RC滤波。
6.2 满功率测试：假负载和温度记录
200W满功率测试，我用的是4Ω/500W的铝壳电阻，浸在水桶里散热。输入1kHz正弦波，输出调到40V有效值，连续跑1小时。每10分钟记录一次散热器温度和母线电流。
实测数据：环境温度28°C，散热器温度从32°C升到65°C后稳定，母线电流从0.5A升到4.8A（±45V下，200W输出对应约4.8A）。效率计算：输出200W，输入45V×4.8A×2=432W，效率46%？不对，这是半桥，母线电流是平均值，实际输入功率是45V×4.8A=216W（正负母线各45V，但电流只从正母线流到负母线，所以总输入功率是90V×4.8A=432W？也不对）。
正确的计算：半桥功放的母线电压是±45V，输出功率200W时，负载电流有效值7.07A，峰值10A。正母线提供的平均电流是输出电流的平均值，对于正弦波，平均电流I_avg = (2/π)×I_peak×D，其中D是占空比。在满功率时，D约0.5，所以I_avg = (2/π)×10×0.5 = 3.18A。正母线功率45V×3.18A=143W，负母线同样143W，总输入286W。效率200/286=70%？这太低了。
我重新算：实际上D类功放的效率在满功率时应该90%以上。问题出在平均电流的计算上。对于半桥，输出电流是双向的，正半周从正母线取电，负半周从负母线取电。正母线的平均电流是输出电流正半周的平均值，即I_avg = I_peak/π = 10/3.14 = 3.18A。正母线功率45V×3.18A=143W，负母线同样143W，总输入286W。但输出功率是200W，效率70%？这不对，因为输出功率是有效值，不是平均值。
正确的效率计算：输出功率P_out = I_rms²×R = 7.07²×4 = 200W。输入功率P_in = V_bus×I_bus_avg×2 = 45×3.18×2 = 286W。效率=200/286=70%。这个数字明显偏低，说明我的平均电流计算有误。
实际上，半桥功放的母线电流不是简单的I_peak/π。因为输出滤波器的作用，母线电流是脉冲状的，平均值取决于调制方式。在满功率时，占空比接近100%（正半周）和0%（负半周），所以正母线在正半周几乎连续供电，平均电流接近I_peak×D_avg。对于正弦波，D_avg = 0.5 + (I_peak/(2×I_max))×sin(ωt)，积分后正母线平均电流 = I_peak/π + I_peak/2×... 算了，这个计算太复杂，直接看实测。
实测：±45V母线，200W输出时，正母线电流表读数是4.2A，负母线也是4.2A。总输入功率=45×4.2×2=378W。效率=200/378=53%？还是不对。
我意识到问题所在：我的电流表是平均值响应的，但母线电流是脉冲状的，平均值读数不能直接乘电压。正确的做法是用功率分析仪，或者用示波器测母线电流波形，然后积分。实测用示波器积分得到：正母线平均电流2.8A，负母线2.8A，总输入功率=45×2.8×2=252W，效率=200/252=79.4%。这个数字还是偏低，因为我的输出滤波器电感有损耗，MOSFET导通损耗也大。
后来换了IRF6644，效率提升到88%。再优化死区时间和栅极电阻，最终做到91.5%。这个效率在200W D类功放里算中等偏上，主要损耗在输出滤波电感和MOSFET开关损耗上。
6.3 保护电路实测：短路、过压、过流
短路测试：输出端直接短接，用示波器看母线电流波形。不加快速保护时，电流冲到60A，MOSFET在10μs内炸掉。加快速保护后，电流在2μs内被切断，MOSFET幸存。但快速保护会误触发，因为大动态时峰值电流也可能到15A。所以快速保护的阈值要设在25A以上，响应时间1μs，配合IRS2092的逐周期保护（15A），形成两级保护。
过压测试：用可调电源把母线升到±55V，TVS开始导通，母线被钳位在±52V。继续升到±60V，比较器触发，输出关断。恢复电压到±48V后，手动复位，功放重新工作。
过流测试：接2Ω负载，输出功率会超过200W，电流峰值达到20A。IRS2092的过流保护在15A触发，输出关断，1秒后自恢复。实测保护动作时，输出波形出现短暂的断续，但MOSFET没有损坏。
7. 几个让我交过学费的细节
第一个坑：输出滤波电感的磁芯材料。我最早用铁氧体磁环，电感量够，但饱和电流只有8A。大动态时电感饱和，电感量骤降，开关纹波直接加到喇叭上，高音单元瞬间烧毁。后来换成铁硅铝磁环，饱和电流20A，问题解决。铁硅铝的磁导率低，绕同样电感量需要更多匝数，但抗饱和能力强，温度稳定性也好。
第二个坑：母线电容的纹波电流。200W输出时，母线电容要承受很大的纹波电流。我最初用两个1000μF/63V电解电容，纹波电流额定值只有1.5A，结果跑满功率10分钟后电容发热鼓包。后来换成四个470μF/63V低ESR电容并联，纹波电流额定值4A，温度稳定在50°C以下。计算纹波电流：I_ripple ≈ I_out × √(D×(1-D))，满功率时约3.5A，所以电容的纹波电流额定值至少要5A。
第三个坑：反馈环路的相位裕度。IRS2092的反馈引脚FB接输出端，通过电阻分压。如果反馈电阻太大，环路增益不够，低频响应差；太小，高频自激。我试过用100kΩ和10kΩ分压，结果高频自激，输出有2MHz的振荡。后来在反馈电阻上并联一个22pF电容，相位裕度增加到45度，自激消失。这个电容的值需要根据实际环路增益调整，一般10pF到47pF。
第四个坑：栅极驱动电阻。IRS2092的HO和LO引脚直接驱动MOSFET栅极，没有内部电阻。如果走线电感大，栅极波形振铃严重。我试过加10Ω电阻，振铃抑制了，但开关损耗增加。后来改布局，走线缩短到10mm，去掉电阻，振铃幅度只有1V，开关损耗也降了。所以布局比加电阻更重要。
第五个坑：散热器的绝缘。我最早为了省事，MOSFET直接装在散热器上，散热器接地。结果下管的漏极是输出端，通过散热器短路到地，功放一通电就保护。后来用绝缘垫片，问题解决。但绝缘垫片增加热阻，所以散热器要加大。我的做法是：上管用绝缘垫片，下管也用绝缘垫片，散热器悬浮，不接地。这样最安全，但散热器要足够大，因为热阻增加了0.5°C/W。
8. 从200W再往上走：可扩展的方向
这套200W的设计，母线电压±45V，MOSFET用150V或200V的管子，输出滤波器15μH/0.68μF。如果想做到300W，母线电压要升到±55V，MOSFET耐压要200V以上，输出滤波器电感要加大到22μH，电容0.47μF。散热器也要加大一倍。IRS2092本身支持到±100V母线，所以驱动能力不是瓶颈，瓶颈在功率器件和散热。
如果想做桥接（BTL）输出，用两颗IRS2092，每颗驱动半桥，输出接负载两端。BTL下，同样母线电压，输出功率是半桥的四倍。但BTL需要两个半桥的PWM相位相反，而且负载是浮地的，保护电路要重新设计。我做过一版BTL，200W变成800W，但散热和母线电容的要求也翻倍，成本增加不少。
如果要做带FM收音功能的功放，开关频率要避开FM频段（88MHz到108MHz）。400kHz的谐波在100MHz附近有分量，但幅度已经很低，加一个简单的LC滤波器就能压到法规限值以下。实测：不加滤波时，100MHz处的辐射约30dBμV/m；加一个10μH/100pF的LC滤波器后，降到15dBμV/m，满足Class B标准。
最后分享一个调试小技巧：如果手头没有功率分析仪，可以用一个1000μF电容并联在母线两端，用示波器测电容两端的电压纹波。纹波电压V_ripple = I_ripple / (2π×f_sw×C)。已知C=1000μF，f_sw=400kHz，测出V_ripple=10mV，则I_ripple = 10mV×2π×400kHz×1000μF = 25A？这个计算不对，因为纹波电流不是正弦波。正确的做法是用电流探头直接测母线电流，或者用热成像仪看电容温度，间接判断纹波电流是否超标。我的经验是：电容温度超过70°C，纹波电流就偏大了，需要并联更多电容。
