反激式开关电源启动浪涌电流六种抑制方案与选型计算

做过反激式开关电源的人都碰到过这样一个场景：板子焊好、通电、啪一声保险丝炸了，或者桥堆当场冒烟。明明电路图没问题，元件也是按耐压选的，问题往往就出在启动浪涌电流上。开关电源上电的那几毫秒，输入滤波大电容相当于一根导线，电网电压直接砸上去，峰值电流轻轻松松上百安。这篇文章就把启动浪涌电流的来龙去脉讲清楚，再把市面上常用的六种浪涌抑制方法拆开揉碎地讲一遍，包括NTC热敏电阻、继电器旁路、可控硅旁路、有源MOSFET恒流、磁性元件抑制以及控制器软启动。文中会给出可复现的参数计算过程、实际选型思路和我自己踩过的坑，适合正在做反激式开关电源设计、调试电源板、或者被浪涌问题折腾过的朋友参考，刚入行的新手也能顺着计算过程看明白每个参数是怎么来的。

1. 先搞明白浪涌电流到底从哪冒出来

1.1 上电瞬间那个"短路"的电容

开关电源输入端一定是先整流、再滤波，一颗或者两颗大电解电容并排在母线上，容量从几十微法到几百微法不等。电容两端电压不能突变，这是中学物理就讲过的道理。上电之前电容上是0V，上电瞬间电网电压经过保险丝、NTC（如果有）、整流桥、PCB走线，直接加到电容正负极上。此时电容对这个回路来说几乎就是短路，唯一的限制就是这一圈导线上的寄生电阻和电容自身的ESR。

我们来算一笔账。220V交流输入，整流后峰值电压是 220×1.414≈311V。如果回路总阻抗按1Ω估算（保险丝冷态电阻、整流桥导通电阻、PCB走线、电容ESR加在一起），那么上电瞬间的峰值电流就是 311V÷1Ω＝311A。这个数字什么概念？一颗常见的3.15A慢断保险丝的额定分断能力远小于这个值，桥堆的浪涌电流耐受IFSM虽然标到几十上百安，但也是有限度的，反复冲击照样会坏。哪怕回路阻抗大一点，按3Ω算，峰值也有100A左右。所以浪涌电流不是"有点大"，而是"大得离谱"。

充电过程是按指数规律走的，时间常数 τ＝R×C。R越小、C越大，充电越快、峰值越高、持续时间越短。但在实际电网里，由于整流桥只在电压高于电容电压时导通，导通窗口很窄，电流是一个个尖峰脉冲叠加在电容电压爬升的过程上，而不是一条平滑的指数曲线。这也是为什么用示波器加电流探头抓浪涌波形时，看到的是一串越来越矮的尖峰，而不是一个光滑的包。

注意：估算浪涌峰值时不要只看电阻，还要考虑电网本身的源阻抗。实验室里用调压器或者插座供电，源阻抗可能比产线上的配电箱大得多，同一个电源在实验室能过、上产线炸机，这种情况我见过不止一次。

1.2 浪涌电流会带来哪些实际危害

第一是保险丝和桥堆的损伤。慢断保险丝能扛住一定的浪涌能量，但如果浪涌峰值超过它的熔化热能I²t，就会误熔断。桥堆的浪涌电流耐受值一般是一次性的，多次冷启动冲击会让PN结累积损伤，表现为正向压降变大、发热增加，最后击穿短路。

第二是母线电容的ESR冲击。大电解电容的ESR在低温下会明显增大，虽然ESR增大会限制峰值电流，但电容内部瞬时发热也会加剧，长期反复冲击会导致电解液干涸、容量衰减。这也是为什么有些电源在北方冬天特别容易出问题。

第三是EMI和继电器触点烧蚀。浪涌电流在回路上产生的di/dt会通过寄生电感耦合出高频噪声，测传导干扰时那一段往往就是上电瞬间最难看。如果电路里用了继电器或者机械开关做旁路，浪涌还会在触点闭合的瞬间产生拉弧，触点烧蚀后接触电阻变大，故障就从浪涌变成了接触不良。

第四是前面一级的保护器件误动作。如果电源板前面还有空开、断路器或者PFC控制芯片的过流保护，浪涌冲击可能让它们误判断，出现"一上电就跳闸"或者"PFC不启动"的现象。理解了这些危害，才明白为什么浪涌抑制不是可做可不做的优化项，而是电源可靠性的必修课。

2. 六种抑制方案的总体思路与选型逻辑

2.1 六种方法放在一张表里对比

抑制浪涌的核心思路无非两类：要么在回路里串一个"上电时阻抗大、稳定后阻抗小"的元件，要么用有源器件把充电电流控制成一个恒定值。围绕这两类思路，实际工程里常用的方案可以归纳成下面六种。

需要说明的是，前四种主要针对输入母线电容的充电浪涌，第五种算辅助手段，第六种针对的是变压器原边和输出侧的电流冲击，两者作用点不一样，不能混为一谈。实际产品里经常是组合使用，比如NTC加软启动，或者继电器旁路加PWM软启动。

2.2 选型时我优先看的几个硬指标

第一个指标是限流目标值。你到底要把浪涌压到多少安？这个值通常由保险丝的I²t、桥堆的IFSM、母线电容的耐受能力三者中的最小值决定。我的经验是按桥堆IFSM的五分之一到三分之一留余量，比如桥堆IFSM是200A，浪涌目标就定在50A到70A。

第二个指标是稳态损耗。凡是串在回路里的元件，稳定后都会吃掉一部分功率。NTC热态残余阻值按0.3Ω到2Ω不等，输入电流1A时就是0.3W到2W的损耗，对效率敏感的场合很致命。继电器和可控硅旁路的目的就是把这段损耗短接掉。

第三个指标是重复上电能力。NTC是靠自热降温来恢复阻值的，断电后要等几十秒才能冷却回高阻。如果产品要求频繁开关机，或者做老化测试时反复通断电，NTC基本就失效了。这种情况下要么加大热时间常数、要么直接用有源限流。

第四个指标是环境温度范围。NTC的冷态阻值随温度变化很大，零下20度和零上50度的冷阻可能差一倍，导致限流效果在低温下偏弱、高温下偏强。宽温产品要么选温度系数更平缓的型号，要么用有源方案。

第五个指标是可靠性和失效模式。继电器会粘连，可控硅会击穿，MOSFET会烧，NTC会裂。选方案时要想清楚失效后的后果：NTC开路就等于断电，相对安全；继电器触点粘连就可能让限流电阻一直工作而烧毁，这个要重点评估。

3. 方法一：NTC功率热敏电阻限流

3.1 它为什么能限流，又为什么稳定后不费电

功率型NTC的电阻值随温度升高而下降，而且是大幅下降。常温25度时冷态阻值可能标称10Ω，通电自热到100度以上后，阻值能掉到0.5Ω甚至更低，这个比值叫零功率电阻比，好的型号能做到20倍以上。把NTC串在输入回路上，上电瞬间它还是冷的，高阻值把浪涌压下来；等电流持续流过，NTC自身发热，阻值降下来，稳态损耗就变小了。

这个机制很巧妙，但它有个前提：NTC必须靠负载电流来维持高温。如果电源是间歇工作的，比如待机时输入电流很小，NTC就会慢慢冷却、阻值回升，这时候如果输出突然带载，NTC又会重新发热，中间这段阻值变化会带来输入电压波动。所以NTC更适合连续工作的负载，不太适合待机功耗要求极低、负载又剧烈跳变的场景。

选型时要看的参数有四个：零功率电阻值R25、最大稳态电流Imax、热时间常数、最大允许电容。R25决定限流能力，Imax决定它能带多大的持续电流，热时间常数决定断电后多久能恢复，最大允许电容决定它能承受多大的母线电容。这四个参数缺一不可，只看R25选型是大忌。

3.2 参数计算实例：把311V压到30A

假设我们的电源是220V交流输入，母线电容220μF，希望浪涌峰值不超过30A。先算需要的冷态总阻抗：311V÷30A≈10.4Ω。假设回路里除NTC外的寄生阻抗约1Ω，那么NTC的冷态阻值至少要9.4Ω，取标准值10Ω。

再校验稳态。电源满载输入功率按100W算，效率85%，输入功率约118W，220V输入时输入电流有效值约0.54A。NTC稳态电流Imax必须大于这个值，留两倍余量选1.5A以上。稳态时NTC阻值按0.5Ω算，损耗约0.54²×0.5≈0.15W，可以接受。

再看热时间常数和恢复时间。一般NTC从高温冷却到冷态需要60秒到120秒，如果产品要求断电后10秒内重新开机也要能限流，那NTC就不合适，得换方案。最后校验最大允许电容，220μF通常远小于NTC的额定值，这一项一般没问题，但如果是几千微法的母线电容就要查数据手册。

3.3 用NTC时必须注意的几个细节

第一，NTC不能并联使用。有人觉得一颗不够就并两颗，实际上两颗NTC阻值有差异，电流会往阻值低的那颗集中，它先热起来阻值更低，电流更集中，最后单颗过载，另一颗几乎不工作。要增大电流能力就选大一号的型号，别并联。

第二，NTC要远离发热元件。如果它紧挨着变压器、功率电阻或者散热片，环境温度高会让它冷态阻值偏低，限流效果打折。布局时给它留出独立的散热空间，别贴着热源放。

第三，要考虑最恶劣的上电条件。电网电压最高时（比如242V）浪涌最大，这时候限流后的电流也要在保险丝承受范围内。计算时要用最高输入电压而不是额定值，这一点很多人会忽略。

第四，多次连续开关机要专门测试。我做过一个项目，实验室单次上电一切正常，客户做100次连续通断电老化测试，第30次左右NTC就裂了。原因是NTC还没冷却就再次上电，冷阻已经不高，浪涌没被限制住，冲击能量全打在NTC自己身上。解决方法是加长断电间隔要求，或者改用有源限流。

实操心得：选NTC时不要只盯着冷态阻值，Imax这一项一定要留足余量。Imax不够时NTC会持续过热，阻值虽然低但自身温度会超过居里点附近，长期工作在极限温度下寿命衰减很快。

4. 方法二：固定电阻加继电器延时旁路

4.1 电路结构和工作时序

这个方案很简单：在输入回路上串一颗功率电阻做限流，等母线电容充得差不多了，用继电器的常开触点把这颗电阻短接掉，稳态时电流走继电器，电阻不再耗电。时序上分三段：上电后0到t1，继电器不动作，电阻限流充电；t1时刻母线电压达到阈值，继电器线圈得电吸合；t1之后电阻被短接，电源进入正常工作。

t1的确定有两种方式。一种是固定RC延时，用电阻给电容充电，电压达到继电器或三极管阈值就吸合，结构简单但受温度和电压波动影响大，延时误差可能有正负50%。另一种是母线电压检测，用分压采样母线电压，和基准比较，达到设定值再吸合，这种方式更准，也不受输入电压高低影响，但要多几个元件。我在要求高的场合一般用后者。

4.2 电阻取值和能量校验

还是按220V输入、母线电容220μF、浪涌目标30A来算。总阻抗需要约10.4Ω，回路寄生1Ω，那么串联电阻取9Ω到10Ω，标准值选10Ω。稳态时这颗电阻会被短接，所以它的功率不是按稳态算，而是按短接前那段充电过程算。

充电过程中电容储能是 E＝½CV²＝0.5×220μF×311²≈10.6J。假设继电器在100ms后吸合，那么电阻在这100ms内要吸收接近10.6J的能量，平均功率约106W。这个功率对普通电阻是灾难性的，必须选脉冲耐受型，比如绕线电阻、水泥电阻或者金属氧化膜电阻，而且功率等级要按脉冲能量而非连续功率来选。一颗5W的绕线电阻能承受几十焦耳的短时脉冲，但一颗5W的金属膜电阻可能几焦耳就炸了，这里面的差别就在结构和材料。

选电阻时我一般会做两步校验：先查数据手册里的脉冲能量曲线，看10ms、100ms对应的允许能量；再实际用热电偶测电阻表面温度，确认连续多次上电不会累积过热。经验值是按计算能量的两到三倍选型，比如算出来10.6J，就选能扛25J以上的型号。

4.3 继电器驱动和常见故障

继电器驱动电路要注意线圈电压和吸合电流。如果电源没有辅助绕组，就从母线取电，用电阻降压加稳压管给线圈供电，这时候要算清楚继电器的吸合电压和保持电压。有些继电器吸合电压要额定值的75%，保持只要50%，用母线取电时如果电压跌落就可能释放，导致电阻重新串入回路，这个坑我踩过。

触点粘连是最常见的故障。继电器触点在闭合瞬间要承受电容充电的后续冲击，虽然电阻已经把电流限制住了，但触点上还是有几十安的瞬时电流。选继电器时触点额定电流要按稳态电流的两倍以上选，而且要用银合金触点、带预行程的结构。如果产品寿命要求几十万次开关机，机械继电器基本撑不住，得换可控硅或MOSFET方案。

还有一个容易忽略的点：继电器释放时间。断电后继电器要在电容电压掉下来之前释放，否则失去限流保护，下次上电就是硬冲击。如果产品要求快速断电再上电，要选释放时间短的继电器，或者干脆用固态方案。

5. 方法三：固定电阻加可控硅延时旁路

5.1 用可控硅替代继电器的好处

继电器有机械寿命、有触点烧蚀、有动作噪声，换成可控硅（晶闸管）这些问题就都解决了。可控硅是无触点器件，寿命几乎无限，动作时间在毫秒级，也没有拉弧。电路结构和继电器方案类似，串联电阻限流，可控硅并联在电阻两端，延时后触发导通，把电阻短接。

可控硅替代继电器也有代价。导通后可控硅有1V到1.5V的正向压降，输入电流1A时就是1W到1.5W的损耗，比继电器触点的几十毫伏大得多。所以这个方案更适合中等功率，功率特别大的场合可控硅损耗会拖累效率，反而继电器更合适。另外可控硅需要触发电路，要保证在交流正负半周都能可靠触发，否则会出现半波导通、直流分量导致变压器偏磁的问题。

5.2 触发电路设计和过零问题

最简单的触发方式是用RC延时加双向触发二极管（DIAC），但DIAC触发的是双向可控硅，用在直流母线上不太合适。对于直流母线，一般用单向可控硅加触发三极管，或者用光耦隔离触发。我比较推荐用光耦加限流电阻的方式，控制电路和功率回路隔离，安全又好调试。

过零触发是个需要重点考虑的问题。如果可控硅在交流电压峰值附近导通，虽然电阻已经限流，但导通瞬间电流上升率di/dt可能超过可控硅的耐受值，长期会损坏。解决方法是让触发信号和交流过零同步，或者选耐受di/dt高的型号。如果是直流母线，就不存在过零问题，但要注意触发后可控硅的维持电流，电流太小可能维持不住而关断，又回到电阻限流状态。

注意：可控硅旁路方案里，触发电路的供电最好来自辅助绕组或者独立的RC延时，不要直接从母线大电容取电，否则上电时序不好控制，可能出现可控硅还没触发、电阻已经过热的情况。

5.3 参数选择和散热

电阻的参数计算和继电器方案一样，按脉冲能量选型。可控硅的选型要看三个参数：正向平均电流IT(AV)、浪涌电流IFSM、正向压降VF。IT(AV)按稳态输入电流的两倍以上选，IFSM要能承受电阻旁路前的冲击电流，VF越低损耗越小。

散热方面，可控硅的1W到1.5W损耗虽然不大，但封装小的时候结温还是会升。我一般按每瓦10到20平方厘米的散热面积估算，或者直接用TO-220封装加小散热片。如果环境温度高，还要降额使用，别贴着极限值选。

6. 方法四：有源MOSFET恒流限流

6.1 让MOSFET工作在恒流区是什么思路

前面三种方法本质上都是"串阻抗"，限流值是随电压和温度变化的。有源MOSFET限流走的是另一条路：把MOSFET串在输入回路上，用一个控制电路把它的栅极电压钳在某个值，让MOSFET工作在饱和区（恒流区），漏源之间的电流被限制在一个设定值。这样不管输入电压多高、电容多大，充电电流都是恒定的，限流精度可以做到很高。

充电时间可以用电荷守恒算：电容从0充到311V需要的电荷 Q＝C×V＝220μF×311V≈68.4mC。如果设定恒流1A，充电时间 t＝Q÷I＝68.4ms。这段时间里MOSFET承受的电压从311V逐渐降到接近0，电流恒定1A，平均功率大约是 311V÷2×1A≈155W，能量就是前面算过的10.6J。这个能量对MOSFET的SOA（安全工作区）是个考验，必须选SOA能覆盖这个脉冲的型号，TO-247封装的大功率MOSFET通常可以。

充电完成后，控制电路把栅极电压拉高，MOSFET完全导通，导通电阻只有几十毫欧，损耗比可控硅还低。这是有源方案的优势：限流精确、稳态损耗小、失效模式可控，缺点是电路复杂、成本高、对MOSFET的SOA要求高。

6.2 控制电路实现和参数计算

控制电路的核心是一个电流采样电阻加一个比较器或三极管。采样电阻串在MOSFET源极，电流流过产生压降，这个压降和基准比较，控制MOSFET栅极电压。简单一点的做法是用一个NPN三极管，基极接基准电压，发射极接采样电阻，集电极接MOSFET栅极，三极管导通程度自动调节栅压，形成负反馈恒流。

采样电阻的取值要兼顾损耗和精度。设定1A恒流，如果采样电阻取0.1Ω，压降0.1V，损耗0.1W；取1Ω，压降1V，损耗1W但精度更高。我一般取0.1Ω到0.33Ω，配合运放或者高增益三极管。要注意采样电阻的温度系数，普通厚膜电阻温漂几百ppm，会让限流值随温度漂，选合金电阻或者康铜丝更稳。

MOSFET的SOA校验是重点。查数据手册里的SOA曲线，找到对应的电压（这里是311V）和脉冲时间（这里是68ms），看允许电流是不是大于1A。如果不够，可以减小充电电流、延长充电时间，或者换更大封装的管子。我做过一个宽压输入的项目，母线电容470μF，充电时间更长，最后用的是TO-247封装、额定电流30A的管子，按SOA降额到700mA充电，时间约200ms，实测温升可控。

6.3 有源方案的优缺点和适用场景

有源限流最大的优势是宽温和高重复性。不管零下40度还是零上85度，限流值基本不变，因为它不依赖温度敏感材料。频繁开关机也不怕，每次上电都是同样的恒流充电。所以军工、车载、工业控制这类宽温和高可靠场景，有源方案是首选。

缺点也很明显。第一是成本，多了采样电阻、控制三极管、基准源，BOM成本比一颗NTC高好几倍。第二是设计复杂度，SOA校验、环路稳定性、上电时序都要仔细算，调试周期长。第三是失效模式，如果控制电路失效，MOSFET可能完全导通，浪涌就没限制了，所以最好加一个独立的过流保护做后备。

我的建议是：小功率、常温、非频繁开关的产品用NTC就够了；中大功率、宽温、要求高可靠的产品用有源方案；中间地带用继电器或可控硅旁路，性价比最高。

7. 方法五：磁性元件对浪涌的辅助抑制

7.1 差模电感和饱和电感的工作机理

输入回路上本来就可能有共模电感和差模电感，它们对浪涌也有一定的抑制作用，只是很多人没意识到。电感的基本特性是电流不能突变，上电瞬间电感的感抗会阻碍电流上升，起到类似"软启动"的效果。不过普通差模电感只有几百微亨，在工频50Hz下的感抗是 2π×50×0.5mH≈0.157Ω，和回路寄生电阻一个量级，抑制作用有限。

真正专门用来抑制浪涌的是饱和电感，也叫磁放大器或者非线性电感。它的磁芯用高磁导率材料，上电初期磁芯未饱和，电感量很大，涡流小，把电流上升率压住；等电流达到一定值，磁芯饱和，电感量骤降到很低，相当于一根导线，不再影响稳态工作。这种"上电时高阻、稳态时低阻"的特性，和NTC有点像，但它是无源的、不依赖温度的，可靠性更高。

7.2 参数选择和实际效果

饱和电感的关键参数是初始电感量、饱和电流和磁芯材料。初始电感量越大，浪涌抑制越强，但体积也越大。饱和电流要选在稳态输入电流之上、浪涌目标值之下，这样正常工作时已经饱和，不额外损耗。磁芯材料常用锰锌铁氧体或者非晶，非晶的磁导率更高、体积更小，但成本也高。

实际效果上，饱和电感能把浪涌峰值压到原来的三分之一到一半，具体取决于初始电感量和回路阻抗。它适合用在对损耗极敏感、又不能接受NTC温漂的场合。缺点是体积大、成本高，而且在低温下磁芯特性也会变化，需要专门验证。

我的经验是：饱和电感很少单独用作浪涌抑制，更多是作为辅助手段和NTC或有源方案配合使用。如果你的电源本来就要加差模电感滤波，那选一个感量稍大、饱和特性合适的型号，顺手就把浪涌抑制了，何乐而不为。

8. 方法六：控制器软启动与电路结构优化

8.1 PWM控制器的软启动到底软在哪里

很多人在讨论浪涌抑制时会提到"用软启动"，但软启动抑制的是哪一段电流，其实要说清楚。UC3842、UC3843这类电流型PWM控制器，或者OB2273这类集成控制器，它们的软启动功能是通过SS引脚外接电容，让误差放大器输出或者COMP脚电压缓慢上升，从而让占空比从0慢慢增大到正常值。这个过程抑制的是变压器原边电流上升率和输出电容的充电冲击，对输入母线电容的充电浪涌基本没作用。

所以如果你的浪涌问题是"一上电保险丝就炸"，那是输入母线电容的锅，软启动帮不上忙。如果是"输出能建立但变压器响、次级二极管发热"，那软启动就有用了。两者一定要分清楚，否则会走弯路。我见过有人把COMP脚电容从1nF加大到100nF，结果浪涌照旧，反而环路响应变慢、动态变差。

8.2 软启动参数和启动电阻的配合

以UC3843为例，COMP脚外接RC网络，电容越大启动越慢。判断标准是：在输出电容充电到额定值之前，原边峰值电流不超过变压器的饱和电流，也不超过开关管的电流限值。具体时间可以通过实际测量原边电流波形来确定，一般几毫秒到几十毫秒。

启动电阻是另一个关键点。UC3842/3843的启动电流从高压母线经过启动电阻供给，启动完成后由辅助绕组接管。启动电阻的取值要保证在最低输入电压下也能提供足够的启动电流，同时损耗不能太大。如果启动电阻太大，启动慢、软启动电容还没充满就掉电重启，表现为"打嗝"。这种打嗝现象在UC384x电源里很常见，排查时先看启动电阻和VCC电容的配合。

对于反激式开关电源，RCD吸收电路的参数也会影响启动时的尖峰。启动瞬间漏感能量大，如果RCD的电容太小或者二极管太慢，漏感能量会以尖峰形式加在开关管上，和浪涌叠加，更容易炸管。所以浪涌抑制要和RCD设计一起考虑，不能分开。

8.3 从电路结构上减少浪涌的思路

除了加限流元件，从结构上优化也能减小浪涌。第一个思路是减小母线电容容量，在满足纹波和保持时间的前提下，电容小一点、浪涌就小一点。第二个思路是分级上电，先给控制电路供电，让PWM控制器工作起来，再通过继电器或MOSFET给主功率回路供电，这样启动冲击被分散到两个阶段。第三个思路是在母线电容前加一级预充电电路，用小电流先把电容充到一定程度，再合主回路。

这些结构优化的思路在实际产品里很常见，尤其是大功率电源。分级上电还能配合待机功能，待机时断开主回路，降低待机功耗。设计时要考虑继电器或开关管的时序，确保主回路接通前控制电路已经稳定工作。

9. 实测排查：几个我踩过的坑和速查表

9.1 反复开关机后限流失效

这是最典型的坑。用NTC限流的产品，实验室单次上电完美，做连续通断电测试时，NTC还没冷却就再次上电，冷阻已经不高，浪涌没被限制住，冲击直接打在保险丝和桥堆上，几十次之后炸机。解决方法是加长时间间隔，或者改用有源限流，或者在软件里做上电间隔保护。如果是硬件产品没法控制间隔，那NTC方案从一开始就要评估清楚。

9.2 继电器延时不对导致的两种极端

延时太短，母线电容还没充满继电器就吸合，电阻被短接，浪涌照旧，等于白加。延时太长，电阻持续吸收能量，温度飙升，可能烧毁或者把PCB烤黄。我一般把延时定在充电时间常数的三到五倍，RC计算出来的值再用示波器实测母线电压波形校正。实测时把探头接母线电容两端，看电压从0升到311V用了多久，延时定在这个时间的1.5倍左右比较稳妥。

9.3 常见问题速查表

排查浪涌问题，最有效的工具是电流探头加示波器。没有电流探头的话，可以在输入回路串一个小的采样电阻，用差分探头测压降反推电流，虽然精度差一点但足够看趋势。测的时候一定要用隔离电源给示波器供电，或者用电池供电的示波器，否则地线环路会引入干扰甚至短路。

最后分享一个我自己的小经验：设计阶段就把浪涌抑制方案和保险丝、桥堆的选型放在一起做，不要等板子打回来才发现限流不够。我一般会在原理图阶段就做出浪涌峰值估算表，把最恶劣输入电压、最大电容、最小回路阻抗都代进去算一遍，再按两倍余量选保险丝和桥堆。这样即使调试时发现偏差，也有调整空间。另外，样品阶段一定要做低温上电和连续通断电测试，这两个测试能提前暴露大部分浪涌相关的问题。