全速域PMSM无感FOC控制：高频注入与滑模观测器的工程实现

1. 项目解读与全速域无感控制选型

1.1 这个版本到底在解决什么问题

搞电机控制的兄弟看到这个工程名应该会心一笑。B1.1版本，全速域永磁同步电机无感控制，低速段用高频注入做转子初始位置辨识，中高速段交给滑模观测器SMO，中间用权重切换把两个观测器平滑衔接，底层跑在TI F283x/C2000平台上。翻译成人话就是：一台IPM永磁同步电机，不装编码器和旋变，从完全静止起步一直到额定转速以上，全程靠算法估算转子位置和速度，实现磁场定向控制FOC。这就是业内说得最多的pmsm无感foc控制。

为什么这么费劲？因为FOC的核心是坐标变换，坐标变换的前提是知道转子磁极的真实角度。有传感器时读一下编码器就行，无感时只能靠电压电流硬估。而永磁电机有个物理规律：反电动势正比于转速，转速越低压在反电动势越小，低速甚至静止时反电动势基本为零，常规基于反电动势的观测器全部失效。所以要从零起步，必须在“看不见”的时候重新造一双眼睛。这个版本解决的就是这双眼睛的问题。

这个工程适合谁看？我自己是这么定位的：做压缩机、风机、水泵、伺服或者电动工具驱动的人；已经在做有编码器FOC、想往无感方向迁移的人；还有正在纠结怎么把高频注入、SMO和切换逻辑塞进一套代码的人。这篇博文没有宏大的技术展望，只有选型、公式、参数、代码结构和后来踩过的坑，按标题里的B1.1版本一条条拆开。顺便说一句，很多人拿STM32跑FOC，也会看到stm32 foc代码里出现类似结构，和我在C2000上做的这套思路完全互通，平台差异主要在底层外设和中断组织上。

1.2 技术选型：为什么是高频注入加滑模观测器

对IPM电机，零低速无感方案主流有三条路线：高频注入、I-F强制启动、以及开环强拉。I-F固定角度强行拉转，到中高速再切换闭环，实现简单但切换瞬间电流冲击大，负载突变容易失步；高频注入则是低速时就保持闭环状态，只是用凸极效应感知位置，动态好但算法复杂，而且要克服噪声、带宽、极性判断等一堆问题。B1.1选择高频注入主导低速，更符合“全速域都要能顶得住负载”这个要求。

中高速选SMO而不是龙贝格观测器或扩展卡尔曼滤波，最重要的原因是工程性。SMO本质是结构切换控制，对电感电阻参数误差和外部扰动有天然的鲁棒性，不需要矩阵迭代，计算量在C2000这种DSP上非常友好。卡尔曼滤波理论上更平滑，但矩阵运算、噪声协方差整定这套东西在电机工况多变时不一定更好调，反而更容易把自己绕进去。网上也有写成“滑膜观测器”的，其实是滑模，Sliding Mode Observer，正经名字是滑模观测器。

权重切换是这套系统的胶水。单独一个观测器很难覆盖全速域：高频注入在高速时，因为逆变器电压利用率越来越低，高频分量会挤占调制空间，凸极检测信噪比也下降；SMO在低速时反电动势太小，符号函数驱动不稳定。所以在中速加权重过渡段：低速用HFI角度、高速用SMO角度、中间按转速比例线性融合。标题里那一长串“B1.1版本”其实就是这三个环节的版本化组合。

2. 低速段核心：高频注入与转子初始位置辨识

2.1 静止与低速时为什么要另起炉灶

先回答一个常见疑惑：为什么不能把中高速的SMO强行往低速推？看反电动势方程E = ψf × ω，转速到1%额定值时，反电动势也只剩1%额定值，相比功率管开关噪声、采样量化和逆变器非线性来说，这个信号已经埋进噪声里了。电角度和机械角度混在一起，一眼看过去就是噪声。基于电压模型的位置估计在低频段几乎是不可观的。

另一个问题是同步电机在零速时，永磁体始终有磁场，但旋转的反电动势为零，没有任何与速度相关的电压分量。想靠积分相位来估计，稍微有一点直流偏置，积分器就饱和漂移，位置自然就找不到北。所以低速只能重新找一个“位置信息的载体”，这个载体就是IPM电机的凸极特性。很多刚入门的兄弟被foc启动问题卡住，其实卡的不是电流环，而是转子初始位置检测这一关。

2.2 凸极效应与高频注入原理

IPM电机结构上有个特点：永磁体嵌入转子铁芯，导致d轴磁路长、电感小，q轴磁路短、电感大，也就是Ld小于Lq，这叫磁阻凸极。当你往某个随转子同步旋转的坐标轴注入高频电压时，高频电流响应会随着转子位置变化，这就是高频注入能工作的物理基础。

高频注入的实现方式有很多，B1.1里用的是脉振正弦注入，就是往估计的d轴方向叠加一个正弦电压信号，表达式大概是：

[ \begin{bmatrix} v_{dh} \ v_{qh} \end{bmatrix} = V_h \sin(\omega_h t) \begin{bmatrix} 1 \ 0 \end{bmatrix} ]

在高频激励下，电感的阻抗占据主导，电流响应里携带位置误差信息。推导到最后，q轴高频电流近似为：

[ i_{qh} \approx \frac{L_d - L_q}{2 L_d L_q} \cdot \frac{V_h}{\omega_h} \sin(2\theta_{err}) ]

其中θ_err是实际转子位置与估计位置的差值。只要这个值不为零，检测回路就会产生一个正比于位置误差的信号，喂给锁相环或PI观测器，让估计d轴自动转到真实d轴方向。这个过程，本质上和步进电机foc控制原理里说的“用电感差异识别转子位置”是同一个思路，只是永磁电机上表现为凸极。

2.3 初始位置辨识：从凸极定向到N/S极判别

高频凸极跟踪有个先天的缺陷：电感凸极呈现180度周期对称，也就是说它能锁定d轴所在的直线，但分不清这条直线上哪个方向是真正的N极，哪个方向是S极。如果直接把这条直线当作d轴，有50%的概率方向是反的，一启动就反转或者堵转。所以B1.1流程里把初始辨识分成两步。

第一步是凸极大致定向。静止状态下向电机三个桥臂注入短时电压矢量，或者直接用旋转高频注入，先让观测器收敛到d轴方向，得到θ_h。第二步是N/S极性判别，我用的方法是脉冲比较法，向估计的d轴正向发一个短时电压脉冲，记录电流峰值；再向反方向发一个同样宽度的脉冲，记录电流峰值。因为永磁体存在磁路饱和，正向励磁会让定子铁芯进一步饱和，电感变小，电流峰值更高；反向励磁相当于去磁，电感变大，电流峰值更低。比较两个峰值就能确定真实N极方向，如果反向峰值大，就把角度加上180度修正。

这一步的工程细节很琐碎。脉冲宽度要足够长让电流建立，又不能超过电流限幅值，一般根据电机的额定电流和d轴电感估算。我第一版直接按固定脉宽搞，低温试验时电流没建立到位，极性判断错误，后来改成“电流峰值到阈值就停止”的方式才稳定下来。收到电流反馈后还要做一阶低通滤波，不然单个开关周期尖峰会把比较结果带偏。

2.4 高频注入参数选择的工程参考

高频注入有两个核心参数：注入频率和注入幅值。注入频率要远高于电流环带宽，又不能超过PWM开关频率的1/5到1/10。以10kHz开关频率为例，我一般取1kHz左右的正弦注入，或者用方波注入时取5kHz的采样频率。太靠近电流环带宽，电流环会把高频分量当成干扰去响应，导致电流畸变；太靠近开关频率，采样混叠和逆变器死区效应会让解调信号一团糟。

注入幅值直接决定信噪比，但也会带来噪声和损耗。幅值太低，高频电流淹没在量化噪声里；幅值太高，低速时电机发出明显的电磁噪声，长期运行还会提高铁耗和温升。我习惯从母线电压的5%开始试，逐渐降到刚好能正确辨识的最低值。需要说明的是，IPM电机的凸极率Ld/Lq越大，同样的注入幅值能看到的高频电流越大，信号越好；如果凸极率接近1，那高频注入基本是徒劳。

3. 中高速段：滑模观测器SMO的实现要点

3.1 为什么中高速选滑模

过了低速段，反电动势信号足够强了，就可以切到基于反电动势的观测器。SMO核心思想是：用符号函数强制电流估计值逼近实际电流，在一个滑模面上来回切换，切换量里天然包含了反电动势信息。和直接积分相比，滑模不依赖精确参数，只要有足够的切换增益就能收敛，对电阻电感偏差有较强的鲁棒性。这正是工程上最看重的点，一个产线上不同批次电机电感差个10%很常见，SMO照样能跑。

和龙贝格观测器、扩展卡尔曼滤波相比，SMO的计算量小得感人。它不需要矩阵乘法，不需要在线迭代，几个差分方程加一个反正切就完事。在C2000这种带FPU的芯片上，整个观测器只占主中断里很小一段执行时间，还能留出余量做保护逻辑和通信。当然SMO也有代价：符号函数抖动会引入高频噪声，必须加滤波，滤波又会带来相位延迟，需要补偿，这个矛盾绕不开。

3.2 αβ坐标系下的SMO方程与结构

在静止两相坐标系下，IPM电机的电压方程可以写成：

[ v_\alpha = R_s i_\alpha + L_s \frac{d i_\alpha}{dt} + e_\alpha ]

[ v_\beta = R_s i_\beta + L_s \frac{d i_\beta}{dt} + e_\beta ]

其中eα、eβ是扩展反电动势分量，包含位置信息：

[ e_\alpha = -\psi_f \omega_e \sin\theta_e, \quad e_\beta = \psi_f \omega_e \cos\theta_e ]

SMO的电流估计方程写成：

[ \frac{d\hat{i}\alpha}{dt} = \frac{1}{L_s}(v\alpha - R_s \hat{i}\alpha - K{sm} \operatorname{sgn}(\hat{i}\alpha - i\alpha)) ]

[ \frac{d\hat{i}\beta}{dt} = \frac{1}{L_s}(v\beta - R_s \hat{i}\beta - K{sm} \operatorname{sgn}(\hat{i}\beta - i\beta)) ]

当电流误差被符号函数压到滑模面上之后，符号函数的等效输出就近似等于反电动势。这里有几个已经在实际中踩过的点：一是坐标系的符号定义，不同论文里eα、eβ的正负号经常不一样，照抄容易反相，我调试时用编码器台架对比角度方向才最终定下自己代码里的符号；二是符号函数本身不连续，实际实现里可以用饱和函数saturation代替纯sign，降低抖振幅度；三是滑模增益Ksm必须大于反电动势幅值和模型干扰的上界，否则系统进不了滑模状态，电流误差会一直晃。

3.3 反电动势滤波、角度与速度提取

符号函数输出里充斥着高频切换分量，直接拿来算角度会抖得没法用。我的做法是先过一个低通滤波器，滤掉高频分量，得到平滑的反电动势信号eα_lpf、eβ_lpf。低通截止频率的选择要覆盖最高基频，比如额定电频率200Hz，取500Hz到800Hz比较合适。截止频率太低，高速时相位延迟大；太高，抖振滤不干净。

位置提取有两种常见方式。第一种是直接反正切：

[ \hat{\theta}e = -\operatorname{atan2}(e{\alpha_lpf}, e_{\beta_lpf}) ]

这个方法简单，但噪声直接反映在角度上，而且四象限边界附近容易出现角度跳变，比如从179度跳到-179度，对后续角度融合是灾难。第二种是锁相环，先构造位置误差：

[ e_{\theta} = e_{\alpha_lpf}\cos\hat{\theta}e - e{\beta_lpf}\sin\hat{\theta}_e ]

把误差送给PI调节器，输出速度估计，再积分得到位置角。这种方法天然平滑，对噪声的抑制能力强，速度估计也是连续的，我最后就是用的PLL方式。速度还可以用反电动势幅值除以磁链常数来估计，但电机磁链不准确时误差大，我只拿它做限幅保护，不让异常情况把速度环打飞。

3.4 SMO整定的几条实战经验

第一条，参数敏感性。SMO方程里的Rs和Ls至少要整体匹配，差太多会直接削弱观测器的收敛范围。电机温度变化导致Rs漂移是常见问题，我一般取75度左右的电阻值做折中，或者干脆把滑模增益提高一点让鲁棒性覆盖参数漂移。

第二条，滑模增益不是越大越好。Ksm大到一定程度，抖振和噪声明显增大，还容易激发机械共振。我调增益时的手法是：低速切入SMO的临界点，观察电流误差波形首次进入“贴滑模面”状态的Ksm，然后在此基础上加20%余量，再多就有害无益。

第三条，低通滤波相位补偿不能省。低通滤波器会让反电动势相位滞后，滞后角度等于arctan(f_el / f_cut)，其中f_el是当前电频率。我只是在代码里加了一个随速度变化的补偿量，把低频和高频段的相位误差都修正掉。这个补偿对切换权重区的角度融合至关重要，不补的话两个观测器角度对不上，切换必跳。

4. 权重切换：让低速和中高速平滑衔接

4.1 切换区间与权重函数设计

权重切换在B1.1版本里承担的是“接力棒”任务。切换区间不能只有一个速度点，否则两个观测器的角度差异会瞬间甩到切换控制上。我设定的区间是：0到10%额定转速用纯HFI，10%到15%额定转速为过渡区，15%以上用纯SMO。当然具体要看你电机和负载，风机类负载可以更早切SMO，压缩机这种带负载启动的就得让HFI多管一段。

权重函数我用的是一维线性插值：

[ k_{sw} = \begin{cases} 0, & |\omega| < \omega_{lo} \ \frac{|\omega| - \omega_{lo}}{\omega_{hi} - \omega_{lo}}, & \omega_{lo} \le |\omega| \le \omega_{hi} \ 1, & |\omega| > \omega_{hi} \end{cases} ]

k_sw等于0表示完全用HFI，等于1表示完全用SMO。实际使用中可以做成关于转速和转矩的二维查表，因为重负载下SMO的可信区域会往后推，但这会明显增加整定工作量，B1.1先用一维线性已经能跑，后续版本再迭代细粒度。

4.2 角度与速度融合的实现细节

角度融合的表达式很简单：

[ \theta_{est} = (1 - k_{sw}) \cdot \theta_{HFI} + k_{sw} \cdot \theta_{SMO} ]

但这里藏着两个坑。第一个坑是角度连续性，HFI的输出角度一般折算到0到2π，SMO的PLL输出也是0到2π，但两者在边界处可能一个在十几度、一个在三百多度，直接加权平均就错了。我在代码里先把两个角度都归一化到-π到π，并且以HFI角度为基准，把SMO角度通过加减2π搬移到离它最近的副本上，再做加权，这样边界跳变就没了。

第二个坑是速度估计的融合。HFI本身不直接给速度，需要对角速度做微分或加观测器，微分噪声大，所以我让HFI路下的速度估计算法用低速锁相环加低通滤波；SMO路的速度来自PLL输出。融合时同样按k_sw加权，并且把最终估计值再过一次低通，避免切换瞬间速度环给定突变。电流环最怕的就是位置和速度同时跳变，那一下就是过流保护。

4.3 为什么不要硬切换

硬切换在工程上不是不行，很多老代码就是这么干的：到了某个速度直接切SMO，切完再根据速度环拉回来。问题在于切换瞬间两个观测器的角度误差如果是10度，电动状态会突然多出一截电流脉冲，轻则扭矩抖动，重则触发过流。对风机水泵这种大惯性负载，能扛过去；对伺服或压缩机，硬切换基本会露出明显的转速波动和噪声。

权重切换牺牲了一点过渡区的“观测纯净度”，换来的是电流连续性。代价是过渡区内两个观测器是同时起作用的，如果HFI在过渡区已经信噪比很差，它会拖累SMO的角度，所以我把过渡区压得比较窄，并且当HIFI给出的角度误差超过阈值时，直接提升k_sw跳过去，这个安全逻辑留着关键时刻兜底。

5. TI F283x/C2000平台上的工程落地

5.1 软件架构与工程组织

项目跑在TI F283x系列DSP上，代码基于C2000Ware和Motor Control SDK搭的。这里多说一句，很多新手用TI芯片不知道去哪找底层例程，直接去TI官网注册账号，搜索C2000Ware下载，安装包里带了完整的PWM、ADC、GPIO外设库和电机控制例程，比从零手写寄存器省太多时间。B1.1的工程就是在这个框架上分模块改出来的，建议你也这么干。

我的软件结构分四层：底层驱动、信号采样、核心控制和防护逻辑。底层驱动只管ePWM、ADC、GPIO这些寄存器配置；信号采样层做相电流重构、母线电压采样、标幺变换；核心控制层就是FOC、HFI、SMO、权重切换；防护逻辑放在慢速中断和故障标志里。全部功能在PWM中断服务函数里按固定顺序执行，一个周期内完成采样、变换、观测、更新占空比。

主中断的时序我这样排：ADC转换结束触发中断后，先读三相电流和母线电压，做Clarke变换和Park变换，然后跑电流环PI，输出d/q轴电压，再做逆Park变换生成调制波，最后更新ePWM比较寄存器。HFI注入发生在电压指令叠加阶段，也就是在d轴电压指令上直接加一个Vh×sin(ωh t)分量；SMO观测和权重切换放在稍后的同一次中断里，因为它们只依赖反馈，不参与当周期的电流环执行，可以用同一份采样数据。

5.2 PWM波形、定时器与ADC同步采样

FOC的PWM波形是否干净，直接决定了无感算法能不能喂饱。ePWM配置成中心对齐模式，三角载波，这样SVPWM产生的输出谐波小且对称。比较寄存器用shadow模式，在载波周期顶部一次性更新，避免周期中间更新导致脉冲宽度跳变。PWM频率我放在了10kHz，这个频率下开关损耗和电流纹波都处于合理区间，高频注入频率取1kHz，是开关频率的十分之一，给ADC采样留下充足裕量。

ADC采样点和PWM定时器要严格同步，这是“foc pwm波形和定时器”里最容易翻车的地方。我利用ePWM的零计数值触发ADC模块启动采样，采样时间点选在下桥臂导通且续流稳定的窗口。如果靠三个桥臂下桥电阻做电流重构，必须避开开关换向的死区窗口和振荡区间，否则重构出来的电流全是毛刺。ADC的采样保持时间也要够长，我的做法是把采样窗口配置成PWM中心的对称窗口，两个采样点取中间两次结果平均。

另一个工程细节是高频注入对PWM调制的影响。当d轴电压指令上叠加高频正弦后，逆变器输出电压频谱多出注入频点，相电流自然也就有高频分量。我专门验证过，只要注入频率和PWM频率呈整数倍关系，且ADC采样点不动，就不会出现周期性混叠。如果采样点和注入频点错开，高频分量反而会被当成噪声混进电流环，后面章节会说这个坑。

5.3 电流环、速度环与观测器带宽的配合

聊到foc控制中带宽的理解，这是个很容易被忽视的点。电流环带宽决定系统能多快跟踪电流指令，一般取开关频率的1/10到1/20，10kHz开关对应500Hz到1kHz带宽，再高电流环就会出现明显的相位裕量不足。SMO本身没必要跑到电流环带宽以上，观测器的带宽只要覆盖电机运行中最高的反电动势频率变化率即可。高频注入的1kHz则必须避开电流环带宽，否则电流环会试图跟随高频分量，导致d轴高频电流被PI压掉，注入信号根本建立不起来。

速度环带宽相对低很多，一般50Hz到200Hz之间，取决于负载惯量和机械刚度。我在速度环里加了积分抗饱和和转速微分前馈，主要是为了防止切换区速度突变时积分饱和导致超调。整定顺序是铁律：先把电流环整好，再整SMO，最后整速度环。电流环没整好就去调观测器，你根本分不清是观测器的问题还是电流被带偏了。

电流环PI参数我习惯用公式法起步：

[ K_p = \omega_{cc} \cdot L_s, \quad K_i = \omega_{cc} \cdot R_s ]

其中ω_cc是电流环截止角频率，L_s是均值电感。算出初值后上机微调，先调Kp看到电流指令跟踪是否快速收敛，再加Ki处理稳态误差。带IPM电机做无感时，由于d/q轴电感不一样，可以用平均电感评估，但如果你想进一步压性能，可以在MTPA路径上做变参数补偿，B1.1版本暂时没做这么细。

6. 实调中的坑与处理办法

6.1 初始位置辨识方向错误与启动反转

这个坑我几乎每个项目都见过。现象是高频注入收敛正常，观测器角度也稳定，但一上电流启动就反转，或者直接堵转。本质原因就是N/S极判别失败，把反方向当成了正方向。排查思路很直接：第一次现象出来先别改代码，用示波器抓d轴电流响应，比较正反向脉冲的电流峰值，确认饱和效应是否明显；如果两方向峰值几乎一样，说明脉冲宽度不够或者电流建立被限制，把脉宽拉长一点，同时确认在脉冲期间电流环还是开环状态，闭环会让电流峰值钳死，没法比较。

还有一个容易忽略的点：极性判别用到的d轴方向，必须是凸极定向已经收敛后的角度。如果观测器还没收敛就发极性判别脉冲，得到的“正向”其实是错误方向，后续修正自然没意义。所以软件流程里要严格等高频注入收敛标志置位后再做极性判别，收敛判据可以是连续若干周期位置误差小于阈值。

6.2 切换瞬间电流过冲

权重切换已经在做角度加权了，为什么还会过冲？我遇到过两次，一次是角度连续性没处理，位置从350度跳到15度附近时加权计算错乱；另一次是速度估计在过渡区跳动太厉害，速度环输出瞬间拉大电压。解决办法是把角度重映射逻辑写扎实，并且给速度估计单独加一阶低通。你可以在过渡区把HFI估计速度暂时强行等于SMO估计速度，只对角度做融合，因为HFI速度通过微分获得的质量本来就不高，反而拖后腿。

调试切换区有没有更好的手段？实调时我同时装着编码器做对比，把观测器角度和编码器角度的误差实时记录。如果切换全过程中误差保持在小角度范围内，说明融合逻辑没把位置拉歪；如果误差在某个转速点突跳，那就是权重函数或者角度重映射的问题。等验证完再摘掉编码器，不要一上来就纯无感跑全速域，那等于闭着眼跳悬崖。

6.3 高频注入噪声与电机发热

高频注入的代价是低速时电机发出高频“滋滋”声，听起来像交流声叠加哨音。这个声音主要来自注入频率落在人耳可听范围，以及高频电流引起铁耗增加。解决思路有两个：一是把注入频率提到20kHz以上，进入超声波区，但这要求PWM开关频率足够高，散热和死区会紧张；二是在能完成任务的前提下尽量降低注入幅值，并且在带载状态下自适应调节幅值，轻载时降下来，重载时再提上去。

发热问题没有捷径，只能从损耗源头控制。我做过一个对比实验，同样的电机以固定幅值1kHz注入跑一小时，外壳温升比正常6%额定转速运行高8到10度，这个量对风机自然冷却的电机是能接受的，对小体积密封电机就得慎重。所以量产方案里可以做成启动阶段用高频注入完成起转后，一旦进入低速可切换区域，就把注入幅度快速衰减，不要让它一直满幅运行。

6.4 高速滑模抖振与位置相位补偿

SMO到了高速区之后，符号函数的抖振会随着反电动势幅值增大而放大。表现是电流波形表面毛毛糙糙，角度PLL输出也带着轻微波动。Ksm不能无限降，反而应该结合反电动势幅值做自适应：低速时Ksm稍微大一点保证收敛，高速时用反电动势幅值做归一化，让切换增益相对固定。这个改进虽然只改了滑模增益一个变量，但效果立竿见影，高速电流波形明显变干净。

相位补偿永远要在切换之前做。我在代码里加了一个基于电频率的查表补偿角，直接叠加到PLL输出位置角上。用编码器对比时，可以看到在10%到90%额定转速范围内，补偿后位置误差基本能压到5度电角度以内。没有这个补偿，越到高速位置滞后越严重，严重时甚至引发转矩脉动和速度环振荡。

6.5 常见问题速查表

结尾：关于这个版本我自己的一点体会

这套B1.1版本跑通之后，我的感受是：无感FOC真正难的不是某一个算法，而是把三个不同频段的观测器无缝拼成一个系统。高频注入像显微镜，管近距离看清低速细节；SMO像望远镜，看远距离的高速形态；权重切换就是中间的变焦环，让两者不打架。所有环节最终都落到一个共同指标上：转子位置误差到底稳不稳。

如果你也准备复现，我的建议是先保住实验台架，装一个编码器做全程参照，把电流环、SMO、高频注入逐个在编码器反馈下验证完，再逐步削弱编码器参与度。省掉这一步，后面排查问题的成本会高好几倍。B1.1只是版本号，真正值钱的不是那串名字，而是里面每一处调过、试过、甚至炸过之后留下来的判断力。希望这篇拆解能让你的全速域无感之路少走几个晚上。